基于功率預(yù)測的光伏微逆變器低頻電流紋波抑制策略

闞加榮, 潘曉明， 王 銳, 吳云亞, 吳冬春, 劉丹丹

(1. 鹽城工學(xué)院電氣工程學(xué)院, 江蘇省鹽城市 224051; 2. 國網(wǎng)蘇州供電公司， 江蘇省蘇州市 215004)

0 引言

環(huán)境污染和化石能源的逐漸枯竭要求采用無污染、低成本的可再生能源。目前,全球各國政府相繼出臺關(guān)于可再生能源發(fā)展的各項(xiàng)政策[1-2]。

光伏微逆變器(photovoltaic micro-inverter,PM)直接作為電池板與電網(wǎng)的接口裝置集成在電池板背面,其安裝方便,可熱插拔,冗余性能好,受到廣泛研究[3-5]。

PM的常用拓?fù)涫切」β孰娐?如以反激[6]或正激[7-8]電路為基礎(chǔ)構(gòu)建形成,隨著單塊光伏電池功率的逐漸增加,一般采用交錯(cuò)并聯(lián)變換器實(shí)現(xiàn)擴(kuò)容[9]。光電轉(zhuǎn)換效率的提升使得單塊光伏電池的功率越來越大,可以預(yù)見,今后的單塊電池功率將持續(xù)增加,而單個(gè)正激、反激型電路僅在合適的功率范圍內(nèi)才能高效變換,在光伏電池輸出功率持續(xù)增加的背景下,需要多臺正激或反激電路交錯(cuò)并聯(lián),這大大增加了電路的復(fù)雜性和成本。因此,出現(xiàn)了以橋式電路為基礎(chǔ)的PM[10-11],一般采用變壓器原邊全橋+副邊周波變換器的結(jié)構(gòu)[11],但這類拓?fù)鋾痖_關(guān)管電流應(yīng)力較高。

光伏交流模塊是將PM和單塊光伏電池進(jìn)行集成,PM的壽命與光伏電池壽命匹配是一項(xiàng)基本要求,PM的功率解耦通常由電解電容實(shí)現(xiàn),而電解電容正是制約PM壽命的關(guān)鍵,采用容值較小、壽命更長的薄膜電容代替電解電容是常用的方法。由于電網(wǎng)側(cè)的功率瞬時(shí)波動(dòng)會反向傳導(dǎo)至輸入側(cè),這就需要在PM中增加抑制輸入側(cè)低頻電流紋波(low-frequency current ripple, LFCR)抑制策略[12],將光伏電池輸出功率與電網(wǎng)側(cè)功率的差異通過第三方的儲能元件進(jìn)行緩存,從而保證光伏電池側(cè)輸出功率恒定。

LFCR抑制實(shí)現(xiàn)的方法可以分為控制策略的改善[13-15]和改變硬件電路[16-18]兩種方法。文獻(xiàn)[13-14]在Buck類DC/DC+DC/AC兩級式電路結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上,對前級DC/DC變換器濾波電感電流環(huán)進(jìn)行控制,但該方法仍需要較大的電解電容才能抑制直流輸入側(cè)LFCR,并且需要較復(fù)雜的諧振控制器才能實(shí)現(xiàn)較好的控制效果;文獻(xiàn)[15]電路結(jié)構(gòu)為移相雙半橋DC/DC變換器+單相橋式逆變器,該方法可去除DC/DC變換器輸出側(cè)濾波的電解電容,但該方法對控制器的設(shè)計(jì)要求較高。文獻(xiàn)[16-17]通過在輸入直流側(cè)或DC/DC變換器輸出直流側(cè)增加有源濾波器,但增加的開關(guān)器件和LC諧振網(wǎng)絡(luò)降低了系統(tǒng)效率;文獻(xiàn)[18]不增加開關(guān)器件,在DC/DC變換器的高頻變壓器原邊繞組上增加了一個(gè)抽頭,用于連接LC諧振網(wǎng)絡(luò),這就使得變壓器前級的逆變器既要控制向電網(wǎng)輸送能量,又要關(guān)注于緩沖電路的儲能大小,系統(tǒng)很難做到優(yōu)化設(shè)計(jì),最終導(dǎo)致電網(wǎng)側(cè)的功率因數(shù)偏低,整體效率偏低。

電流預(yù)測控制被廣泛用于數(shù)字芯片控制的雙有源橋變換器中[19],該方法可有效增加變換器電流環(huán)的帶寬以及增強(qiáng)電流對基準(zhǔn)值的跟蹤能力。直接采用該方法來抑制直流側(cè)電流紋波的效果較差,因?yàn)轭A(yù)測電流與PM輸入側(cè)電流之間還存在一定的非線性關(guān)系。本文根據(jù)PM的特點(diǎn)合理選擇拓?fù)?通過精確的數(shù)學(xué)模型構(gòu)建功率預(yù)測算法,從而消除光伏電池輸出電流中的LFCR,實(shí)驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證了所提控制策略的優(yōu)良性能。

1 橋式微逆變器主電路的選取

本文選取圖1所示的橋式變換器作為PM的前級,正弦脈寬調(diào)制(SPWM)的全橋電路作為PM的后級,所選電路具有以下特征。

1)橋式電路相對于反激、正激變換器更容易在較大功率情況下實(shí)現(xiàn)高效率,這符合于目前單塊光伏電池功率的發(fā)展趨勢。

2)前級DC/DC變換器所有器件均有較大電容鉗位,無電壓尖峰。

3)采用移相控制的全橋電路沒有回饋功率[20],器件的電流應(yīng)力較小。

4)由于PM相對較小的功率,將電感電流設(shè)計(jì)在斷續(xù)模式,在開關(guān)管上并聯(lián)一小電容可實(shí)現(xiàn)所有開關(guān)器件的零電壓開關(guān)(ZVS)或零電流開關(guān)(ZCS),整流二極管實(shí)現(xiàn)ZCS。

5)倍壓整流電路可以緩解變壓器變比過大造成的寄生參數(shù)問題。

6)相對于諧振變換器,單電感可簡化設(shè)計(jì),優(yōu)化電路的工作狀態(tài)。

由于前級變換器與變壓器相串聯(lián)的是一個(gè)電感,實(shí)現(xiàn)功能類似于諧振變換器中的諧振單元,因此定義前級變換器為類諧振變換器。

圖1 橋式PM主電路Fig.1 Main circuit of PM based full-bridge topology

圖1所示的橋式PM主電路中,S1至S4構(gòu)成的全橋逆變器采用移相控制,S5至S8構(gòu)成的全橋逆變器采用單極性倍頻SPWM策略控制。設(shè)計(jì)電感L的電流iL工作于電流斷續(xù)模式(discontinuous current mode,DCM),一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)前級DC/DC變換器的主要波形如圖2所示。要保證DCM,依據(jù)是最大輸出功率下保證電流iL工作在臨界連續(xù)狀態(tài)并留有一定裕量,具體可參考文獻(xiàn)[12]。圖中,uS1至uS4為S1至S4的驅(qū)動(dòng)信號,uAB和uCD分別為變壓器前后的高頻逆變器與整流器交流側(cè)的電壓,irec1與irec2分別為整流電路二極管D1和D2的電流,iPV為PM的輸入電流。

圖2 前級DC/DC 變換器工作波形Fig.2 Operation waveforms of former DC/DC converter

從圖2所示的波形可以看出,一個(gè)開關(guān)周期內(nèi),在開關(guān)管結(jié)電容足夠大的情況下,開關(guān)管S1至S4的軟開關(guān)情況如表1所示,而變壓器副邊的整流二極管D1和D2的開通與關(guān)斷都發(fā)生在零電流時(shí)刻,整流二極管沒有反向恢復(fù)損耗,因此PM前級DC/DC變換器開關(guān)管都可以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。

表1 S1至S4的軟開關(guān)情況Table 1 Soft switching status of switches S1 to S4

2 電流預(yù)測與功率預(yù)測控制策略

2.1 電流預(yù)測控制原理

文獻(xiàn)[19]分析并改進(jìn)了應(yīng)用于移相控制雙有源橋(DAB)變換器的電流預(yù)測控制方法,該方法可有效提高電流環(huán)的帶寬,并增強(qiáng)了電流跟蹤的動(dòng)態(tài)特性。將該方法經(jīng)過改進(jìn)可直接應(yīng)用到本文所研究的PM前級DC/DC變換器中,對應(yīng)的電流預(yù)測示意圖如圖3所示。在PM前級DC/DC輸入電壓UPV、輸出電壓UDC已知的情況下,根據(jù)電感電流iL的斜率可以直接計(jì)算得到所需的調(diào)制比Dcp,即

(1)

式中:iL,p,ref為緩沖電感電流iL的峰值基準(zhǔn);Ts為開關(guān)周期。

電流預(yù)測控制的最大特點(diǎn)就是電流能快速跟蹤其基準(zhǔn)值,而不像傳統(tǒng)方法中先將iL整流后再濾波的過程,增加了變換器的動(dòng)態(tài)特性。附錄A圖A1為電流預(yù)測的仿真波形,可以看出,電流iL能在1個(gè)開關(guān)周期內(nèi)跟蹤上基準(zhǔn)值。

圖3 電流預(yù)測控制示意圖Fig.3 Schematic diagram of current predictive control

2.2 功率預(yù)測控制原理

雖然電流預(yù)測控制具有較快的動(dòng)態(tài)特性,但PM集成在電池板背面,工作環(huán)境惡劣,不宜采用容值大而壽命短的電解電容,而需要采用壽命更長但容值更小的薄膜電容。此外,PM必須具備直流側(cè)LFCR抑制的功能,在不增加額外電路的情況下,光伏電池輸出功率與電網(wǎng)側(cè)功率的瞬時(shí)差值必須由直流母線濾波電容C1和C2進(jìn)行緩沖,因此電壓UDC就存在較大的波動(dòng),如果采用式(1)所示的電流預(yù)測算法,穩(wěn)態(tài)情況下,即使iL能夠得到恒定的峰值電流,PM的輸入端電流中仍含有大量的LFCR。

根據(jù)圖3,一個(gè)開關(guān)周期中,僅在uAB≠0的情況下,輸入側(cè)的功率才能傳輸?shù)街绷髂妇€側(cè),即在圖2所示波形的t0～t1以及t6～t7時(shí)間段,則PM輸入側(cè)電流iPV的平均值IPV為:

(2)

式中:Dpp為功率預(yù)測算法下變換器的調(diào)制比。

則在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)PM由輸入向直流母線輸出的平均功率P為:

(3)

根據(jù)式(3)得到在傳輸功率P已知的情況下,對應(yīng)的調(diào)制比大小為:

(4)

因此,根據(jù)式(4)得到的調(diào)制比就可以使PM的輸入側(cè)功率跟蹤基準(zhǔn)值,如果基準(zhǔn)功率恒定,那么直流側(cè)功率恒定,如此就可以解決LFCR抑制的問題。附錄A圖A2給出了以式(4)為基礎(chǔ)的功率預(yù)測仿真波形,圖中輸出功率P的一個(gè)臺階代表半個(gè)開關(guān)周期,因此預(yù)測功率控制技術(shù)的動(dòng)態(tài)特性極高。

3 新型LFCR抑制策略

兩級式PM的前后兩級一般分別進(jìn)行控制,前級DC/DC變換器實(shí)現(xiàn)光伏電池的最大功率點(diǎn)跟蹤(MPPT)以及輸入側(cè)LFCR抑制的相關(guān)功能,而后級并網(wǎng)逆變器實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定直流母線電壓與實(shí)現(xiàn)高質(zhì)量并網(wǎng)。并網(wǎng)逆變器的控制策略如附錄A圖A3所示。根據(jù)直流母線電壓低頻波動(dòng)較大的特點(diǎn),附錄A圖A3所示的控制策略在直流母線電壓反饋信號支路中串入陷波器環(huán)節(jié),以濾除2倍的工頻紋波,使并網(wǎng)電流的幅值恒定,由于陷波器串聯(lián)在反饋支路,僅對2倍工頻附近較小的頻段有一定相位影響,對直流母線電壓環(huán)的相位裕量沒有影響[21]。除此以外,后級逆變器的控制采用傳統(tǒng)的電容電流內(nèi)環(huán)、電網(wǎng)電流外環(huán)的控制策略[22],這里不再贅述。

本文重點(diǎn)研究的是PM在采用容值較小的薄膜電容后,在直流母線電壓出現(xiàn)較大幅度波動(dòng)的情況下,采用簡單的控制策略實(shí)現(xiàn)輸入側(cè)LFCR抑制。

由MPPT算法得到光伏電池的基準(zhǔn)電壓,對光伏電池的輸出電壓進(jìn)行閉環(huán)控制。一般情況下,電壓環(huán)輸出作為內(nèi)電流環(huán)的基準(zhǔn)值,因?yàn)樽儞Q器的電壓、電流基本呈線性關(guān)系,通過調(diào)節(jié)電流可以快速調(diào)節(jié)變換器電壓的大小。但是PM的一項(xiàng)重要任務(wù)是抑制直流輸入側(cè)的LFCR,如果采用類似文獻(xiàn)[19]中的電流峰值預(yù)測方法,則由于直流母線電壓的波動(dòng)導(dǎo)致電流峰值與其對應(yīng)的平均值(開關(guān)周期內(nèi))不是線性關(guān)系,不同開關(guān)周期之間存在一定的波動(dòng),所以光伏電池輸出電流中就含有LFCR。

根據(jù)第2節(jié)所提的功率預(yù)測技術(shù)以及PM的實(shí)際情況,提出PM前級DC/DC變換器的控制策略,如圖4所示。其中,光伏電池電壓閉環(huán)調(diào)節(jié)器的輸出作為前級變換器的功率基準(zhǔn)值P*,并根據(jù)式(4)所確定的值作為前級變換器的調(diào)制比,可以保證變換器處理功率快速地跟蹤P*。若光伏電池處理功率完全跟蹤其基準(zhǔn)值P*,則在P*恒定狀態(tài)下,光伏電池輸出功率恒定,一方面保證了電池板最大功率輸出,另一方面也保證了電池板輸出電流中不含LFCR。

圖4 前級DC/DC變換器控制策略Fig.4 Control strategy for former DC/DC converter

4 功率預(yù)測控制的穩(wěn)定性與魯棒性

在功率預(yù)測控制方法中,由于采用計(jì)算得到的調(diào)制比,受電路中各種非線性因素的影響(如電感值的檢測精度、線路阻抗等),得到的調(diào)制比控制變換器后輸出的實(shí)際輸出功率P與電壓調(diào)節(jié)器輸出的基準(zhǔn)功率P*可能存在差異,下面就分析這種差異對變換器控制精度的影響。

(5)

則在該調(diào)制比下,根據(jù)式(3)得到前級變換器的實(shí)際輸出功率為:

(6)

式(6)僅僅考慮了電感的估計(jì)值與實(shí)際值差異對變換器產(chǎn)生的影響,其他如變壓器的變比、光伏電池電壓以及直流母線電壓實(shí)際值與檢測值之間的誤差,也會使P與P*產(chǎn)生誤差,分別考慮以上各因素,則

(7)

(8)

(9)

圖5為功率預(yù)測控制下的LFCR抑制原理圖,由于LFCR是2倍工頻,因此圖中僅顯示了半個(gè)工頻周期的示意波形。受光伏電池側(cè)功率P與電網(wǎng)側(cè)功率PG瞬時(shí)差值的影響,直流母線電壓UDC產(chǎn)生了較大的電壓波動(dòng),PM輸入側(cè)電流iPV每次上升的時(shí)間對應(yīng)為0.5DTs。根據(jù)式(4),較大的UDC得到較大的調(diào)制比,此時(shí)Dpp對應(yīng)圖5中的Dx,同時(shí)iPV上升的斜率減小;與之相反,較小的UDC得到較小調(diào)制比,此時(shí)Dpp對應(yīng)圖5中的Dy,同時(shí)iPV上升的斜率變大。式(4)控制的最終目標(biāo)是調(diào)節(jié)變換器的調(diào)制比,實(shí)現(xiàn)輸出功率P對其基準(zhǔn)值P*的跟蹤,如果P*恒定,則輸出P恒定,由于光伏電池電壓閉環(huán)保證了UPV恒定,因此,輸入側(cè)電流iPV中不含LFCR。

圖5 LFCR抑制原理Fig.5 Principle of LFCR reduction

5 電壓調(diào)節(jié)器的設(shè)計(jì)

文獻(xiàn)[13]建立了電壓、電流雙環(huán)控制策略,合理設(shè)計(jì)電壓環(huán)、電流環(huán)的帶寬以及在特定頻率處的增益可有效抑制LFCR,但是其電壓環(huán)的帶寬極小,導(dǎo)致系統(tǒng)動(dòng)態(tài)特性慢。而本文所提策略改變了紋波抑制的基本原理,使得電壓環(huán)的帶寬得到了較大幅度的提升。具體設(shè)計(jì)過程如下。

光伏電池及其濾波電容的等效電路如附錄A圖A4所示[23],其中Impp和Rmpp分別為光伏電池最大輸出功率對應(yīng)電流及對應(yīng)輸出阻抗。

對電容Cin列寫一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的平均值方程:

(10)

對上式加入擾動(dòng)量并消去直流分量與高階分量,可得:

(11)

對式(11)進(jìn)行拉氏變換,可得:

(12)

因此,可得:

(13)

圖4所示控制策略對應(yīng)控制框圖如圖6所示。

圖6 前級DC/DC變換器控制框圖Fig.6 Block diagram of control strategy of former DC/DC converter

圖6中,GCV(s)為光伏電池輸出電壓調(diào)節(jié)器,根據(jù)式(4)的功率預(yù)測控制算法,在實(shí)際運(yùn)行時(shí),利用已知的參數(shù)進(jìn)行求解,因此可以等效為一比例環(huán)節(jié)K,Hr(s)為反饋濾波器的傳遞函數(shù),是一個(gè)截止頻率為開關(guān)頻率1/3的一階低通濾波器,表達(dá)式為:

(14)

補(bǔ)償后,系統(tǒng)的開環(huán)增益?zhèn)鬟f函數(shù)為:

Tv(s)=KGCV(s)Hr(s)Gupv,d(s)

(15)

根據(jù)第6節(jié)所給的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)參數(shù),得到控制系統(tǒng)在350 W情況下補(bǔ)償前與補(bǔ)償后增益的波特圖,如圖7所示。電壓環(huán)調(diào)節(jié)器設(shè)計(jì)為:

(16)

由設(shè)計(jì)的電壓環(huán)調(diào)節(jié)器,變換器的電壓環(huán)帶寬為35 Hz,穩(wěn)定裕量為75°。由于穩(wěn)態(tài)情況下,2倍工頻紋波電流主要靠功率預(yù)測算法抑制,因此電壓環(huán)的反饋量UPV,f中基本不含有LFCR,圖7中Tv(s)在100 Hz處的增益-8 dB已足夠保證功率基準(zhǔn)P*中不含LFCR。

圖7 控制系統(tǒng)補(bǔ)償前后的開環(huán)波特圖Fig.7 Open-loop bode diagram of control system before and after compensation

6 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

附錄A圖A6給出了在300 W輸出功率、穩(wěn)態(tài)情況下,PM前級DC/DC在開關(guān)周期內(nèi)的工作波形。附錄A圖A6(a)給出了滯后開關(guān)管S4的驅(qū)動(dòng)電壓uGS4、漏源電壓uDS4、逆變器1交流側(cè)電壓uAB以及緩沖電感電流iL的波形,可以看出S4的開通與關(guān)斷均發(fā)生在iL=0的時(shí)刻,而S4承擔(dān)電流iL的正半周期內(nèi)的電流,因此S4實(shí)現(xiàn)ZCS開通與ZCS關(guān)斷。另一滯后開關(guān)管S2的開關(guān)特性與S4類似,同樣實(shí)現(xiàn)ZCS開通與ZCS關(guān)斷。附錄A圖A6(b)給出了超前開關(guān)管S1的驅(qū)動(dòng)電壓uGS1、漏源電壓uDS1、逆變器1交流側(cè)電壓uAB以及緩沖電感電流iL的波形,附錄A圖A6(c)和(d)分別為S1在開通時(shí)刻與關(guān)斷時(shí)刻的局部放大圖?？梢钥闯?在S1的開通前,其漏源電壓uDS1已經(jīng)下降至零,因此為ZVS開通;在S1的驅(qū)動(dòng)電壓為低電平后,其端電壓上升用時(shí)0.3 μs,這一時(shí)間足以保證S1的關(guān)斷,因此實(shí)現(xiàn)了ZVS關(guān)斷,另一超前開關(guān)管S3也具有相同的開關(guān)特性。

一般而言,為實(shí)現(xiàn)器件ZVS開關(guān),一般需要在開關(guān)兩端并聯(lián)一個(gè)容值較大的電容降低漏源電壓上升速率,但逆變器1中的滯后開關(guān)管S2和S4卻是ZCS開關(guān),因?yàn)閆CS開關(guān)管在開通時(shí),結(jié)電容中存儲的能量直接通過開關(guān)管消耗掉,造成一定的功率損耗。為克服上述問題,本文在超前開關(guān)管S1和S3兩端并聯(lián)一外部電容以降低開關(guān)管端電壓上升速率,而對滯后開關(guān)管S2和S4不并聯(lián)電容,如此在滯后開關(guān)開通時(shí)刻僅消耗結(jié)電容存儲的能量。由于開關(guān)結(jié)電容非常小,這對效率造成的降低非常有限。

附錄A圖A6(e)為整流管D1的端電壓uD1、變壓器副邊電壓uCD、電壓uAB、電流iL的波形,可以看出整流二極管的開通、關(guān)斷發(fā)生在電流iL=0時(shí)刻,消除了二極管的反向恢復(fù)損耗。在電流iL保持為零的階段,存在一個(gè)諧振過程,由于諧振電流非常小,基本不存在損耗。

圖8給出了未加紋波抑制策略與采用功率預(yù)測紋波抑制策略波形的比較。由于輸出濾波電容C1和C2串聯(lián)后的等效電容僅為50 μF,在承受一定的功率時(shí)由于輸入、輸出功率之間的差異,直流電壓UDC會存在一定程度的波動(dòng)。圖8所示為輸出功率為300 W時(shí),UDC存在約±40 V的波動(dòng)。如此小的直流濾波電容完全可以由薄膜電容實(shí)現(xiàn),從而消除電解電容壽命對PM壽命的影響。

圖8 使用和未使用輸入電流紋波抑制波形對比Fig.8 Waveform comparison with and without input current ripple reduction

圖8(a)為未加LFCR抑制策略的波形,包含電網(wǎng)電流iG、DC/DC變換器輸出電壓UDC以及輸入側(cè)電流iPV在開關(guān)周期內(nèi)的均值IPV,其中電流IPV為信號iPV經(jīng)過截止頻率為5 kHz的二階低通濾波器以后得到的波形。前級DC/DC變換器的調(diào)制比直接由MPPT算法得到,由于電壓UDC存在較大波動(dòng),因此在逆變器輸入電流的平均值IPV中含有較多的100 Hz紋波。圖8(b)為采用了本文所提LFCR抑制策略后PM的波形,包括iG,UDC,IPV以及DC/DC變換器的調(diào)制比D。可以看出,調(diào)制比D基本呈現(xiàn)與電壓UDC相同形狀的波動(dòng):在UDC較小時(shí),由于iL的上升速率較快,因此調(diào)制比較小;反之,在UDC較大時(shí),由于iL的上升速率較小,因此調(diào)節(jié)調(diào)制比較大,以保證輸入側(cè)電流iPV的均值保持恒定。

附錄A圖A7為在光伏電池輸出功率突加與突減時(shí)電壓UDC與電流均值IPV的波形。附錄A圖A7(a)為光伏電池輸出功率從150 W跳變到300 W的調(diào)節(jié)過程,附錄A圖A7(b)為光伏電池輸出功率從300 W跳變到150 W的調(diào)節(jié)過程。由于逆變器2的電流基準(zhǔn)值是由直流電壓UDC閉環(huán)調(diào)節(jié)器得到,該電壓環(huán)的帶寬較低,其動(dòng)態(tài)特性較慢,但整個(gè)調(diào)節(jié)過程比較平緩,無超調(diào)發(fā)生。

圖9為PM前級DC/DC變換器、后級逆變器以及PM的整體效率曲線。本文重點(diǎn)分析的前級DC/DC變換器最高效率達(dá)95.8%,說明變換器具有良好的效率特性。

圖9 微逆變器效率曲線Fig.9 Efficiency curves of micro-inverter

7 結(jié)語

本文提出一種橋式PM,分析了該P(yáng)M的工作原理,建立了數(shù)學(xué)模型,提出了基于功率預(yù)測的LFCR抑制策略。分析了LFCR抑制原理,對關(guān)鍵的參數(shù)進(jìn)行了設(shè)計(jì),其具有較強(qiáng)的穩(wěn)定性與魯棒性。逆變器前級類諧振變換器工作在DCM,可以保證超前開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS開關(guān),滯后開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZCS開關(guān);功率預(yù)測控制技術(shù)降低了PM傳感器的數(shù)量,增強(qiáng)了變換器的動(dòng)態(tài)特性,有效抑制了PM直流側(cè)電流中的LFCR。但功率預(yù)測算法在一定程度上依賴于相關(guān)參數(shù)檢測的準(zhǔn)確性,在下一步的工作中將改進(jìn)方法以降低或消除參數(shù)檢測的依賴性。

本文得到了江蘇省第五期“333工程”項(xiàng)目、江蘇省“六大人才”高峰項(xiàng)目(XNY-045)和蘇州供電公司群眾性技術(shù)創(chuàng)新項(xiàng)目的資助,在此表示感謝!

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