極化陣列雷達抗多點源干擾濾波方法研究

(1.河南理工大學鶴壁工程技術(shù)學院， 河南鶴壁 458000;2.鶴壁職業(yè)技術(shù)學院， 河南鶴壁 458000)

0 引言

當前，隨著電子戰(zhàn)設備的迅猛發(fā)展，雷達作為傳統(tǒng)情報、偵察和預警體系當中不可或缺的重要感知成員，正面臨著日趨復雜的電磁環(huán)境。特別是干擾源數(shù)量的增加給雷達抗干擾技術(shù)帶來了諸多挑戰(zhàn)。來自多個方向的有源壓制干擾便是一種典型的干擾場景。傳統(tǒng)的干擾抑制手段往往只能抑制部分來自天線副瓣方向的干擾，干擾剩余仍會嚴重影響雷達正常探測和跟蹤目標[1-2]。

對于天線副瓣方向上的干擾源，經(jīng)典旁瓣對消(SLC)方法的有效性已經(jīng)得到充分的驗證，并廣泛地應用于各型雷達系統(tǒng)。然而主瓣方向上的干擾，特別是在寬帶壓制式有源干擾條件下，從時、空、頻域上均無法將目標回波從中區(qū)分。若仍使用SLC方法，在抑制干擾的同時也會造成目標回波的損失，信干噪比(SINR)難以得到改善。近年來，利用極化信息的濾波處理方法，因其對主瓣干擾的有效抑制能力，受到廣泛關(guān)注[3-6]，文獻[7-8]分析了極化濾波器在不同條件下所能達到的干擾抑制性能。但與SLC方法相反，極化濾波僅能應對主瓣干擾而對于副瓣方向上的干擾難以奏效。與此同時，極化陣列設計由于能夠?qū)O化域和空域信息結(jié)合，同時對抗來自多個方向的干擾信號，研究人員已經(jīng)相應地提出多種基于極化陣列的濾波處理方法[9-12]。然而，完全極化陣列濾波方法往往要建立高維度的信息矩陣，其計算復雜度會隨著陣元數(shù)目的增加而加大，嚴重影響信號處理的實時性。

針對上述問題，為應對同時來自雷達天線主瓣和副瓣方向的多源干擾，本文提出了一種更適于實際工程化的極化陣列濾波處理方法。該方法基于一種新的帶有輔助通道的極化陣列天線構(gòu)型，將極化與空域?qū)蚴噶肯嘟Y(jié)合，利用單個重復周期內(nèi)干擾樣本快速估計其極化空域特性，計算與干擾矢量張成子空間相正交的最佳接收通道加權(quán)矢量，完成對多點源干擾的有效抑制，最后通過仿真實驗對比各類濾波方法的干擾性能。

1 極化陣列天線構(gòu)型

由于雷達可能面臨來自多個方向的干擾源，傳統(tǒng)單極化陣列天線用于旁瓣對消時的主輔陣選取方式如圖1(a)所示，該種天線設計主要用于對抗來自副瓣方向的多個干擾源，而針對主副瓣可能同時存在干擾源的情形，本文首先設計了一種帶有輔助通道的雙極化陣列天線構(gòu)型， 如圖1(b)所示。

(a) 旁瓣對消天線輔陣劃分方法

(b) 雙極化陣列天線輔陣劃分方法圖1 極化陣列天線構(gòu)型及通道設計示意圖

該設計中每個“十”字形符號對應一個陣元，分別由水平(H)極化和垂直(V)極化偶極子天線構(gòu)成。A為被用作輔助天線的雙極化陣元，輔助陣元中每個偶極子連接一路相應的輔陣極化通道，其余陣元用于構(gòu)成主天線。主天線中水平極化通道經(jīng)移相加權(quán)后合成主陣H極化通道，為保證主波束指向，垂直極化陣元經(jīng)相同加權(quán)處理后合成主陣V極化通道。即水平主極化與垂直主極化所采用的陣列因子相同，根據(jù)陣列天線方向圖等于陣元因子同陣列因子間的乘積，可建立雙極化主陣天線方向圖的數(shù)學模型：

A0(θ,φ)=Ae(θ,φ)Farray=

(1)

n=1,2,…,N-1

(2)

2 多點源干擾條件下目標回波信號模型

建立雷達在探測目標時面臨多方向點源干擾的場景，如圖2所示。

圖2 多點源干擾條件下雷達目標探測示意圖

目標位于雷達主波束內(nèi)，K個方向的干擾源分別位于雷達天線的主瓣和旁瓣，顯然雷達接收到的目標回波信號被來自多個方向的干擾信號“污染”，甚至可能被淹沒。假設目標相對雷達的方位俯仰角為(θs,φs)，第k個干擾源位于雷達(θk,φk)方向，基于上一節(jié)建立的陣列天線構(gòu)型，可以分別建立各接收通道的測量信號模型。

圖3 極化陣列濾波處理流程

首先，主天線通道的雙極化測量信號x0=[x0,H,x0,V]T，由目標回波xt、干擾源合成信號xj和接收機噪聲n0組成，具體可表示為

x0=xt+xj+n0=

A0(θs,φs)Shs(t)+

(3)

式中，A0(θ,φ)表示雷達天線在(θ,φ)方向上的雙極化接收增益，等號右邊第一項構(gòu)成目標回波極化矢量xt，S表示2×2的目標極化散射矩陣，h表示雷達發(fā)射極化，s(t)表示雷達發(fā)射信號波形。干擾源合成信號矢量xj由K個干擾源輻射信號合成，其中jk(t)表示第k個干擾信號到達雷達天線前端時的時域波形，而jk表示第k個干擾源輻射的干擾信號的極化。

類似地可建立M個輔助雙極化天線通道接收到的測量信號：

xm=Am(θs,φs)Shs(t)+

m=1,2,…,M-1

(4)

式中，除與主天線信號類似的變量外，φm代表輔助陣元的相位滯后。

3 陣列極化濾波方法

目前已有的干擾抑制濾波方法均需要對干擾或目標有一定的先驗信息，在實際對抗條件下往往難以得到先驗信息，此時則需要通過采集相應干擾樣本來估計相關(guān)信息，計算濾波權(quán)值，最后再通過加權(quán)處理實現(xiàn)干擾抑制或信干噪比改善。與已有的脈間干擾極化估計方法不同，本文給出一種逐個重復周期內(nèi)對干擾極化空域特性聯(lián)合估計的方法，陣列極化濾波處理流程圖如圖3所示。本文假設雷達工作于單脈沖模式，重復周期末尾段對應較遠距離目標回波，相比干擾信號可以忽略不計，即認為此時采集到的樣本信號可以用于干擾信號極化空域特性的估計。這里將脈沖重復周期末尾P個樣本用作干擾極化空域特性估計。

首先對所有通道的干擾信號經(jīng)采樣后，選取末尾段的信號作為干擾樣本，可寫成矩陣形式：

jkjk(n)+N(n)

(5)

定義第k個干擾的極化空域?qū)蚴噶繛?/p>

(6)

于是干擾樣本矢量可表示為

LJ(n)+N(n)

(7)

(8)

式中，ls表示目標極化空域?qū)蚴噶浚琑為估計的干擾協(xié)方差矩陣：

R=E{Xj(n)Xj(n)H}

n=N-D+1,N-D+2,…,N

由此得出的最優(yōu)權(quán)矢量正交于干擾子空間，進一步對全部接收信號作加權(quán)濾波處理后，輸出信號可表示為

(9)

此時輸出信號即可實現(xiàn)干擾抑制比最大。

4 干擾抑制仿真實驗與性能分析

4.1 干擾對消試驗

干擾對消試驗仍采用圖2所示的場景，即主瓣內(nèi)同時存在一個目標和干擾源，同時假設副瓣方向有2個干擾源，分別相對于雷達波束中心指向的方位俯仰角為(-15°,10°)和(20°,-10°)方向，且每個干擾源使用固定極化天線，輻射噪聲壓制干擾。雷達采用4行8列的雙極化天線陣，并選取雷達天線中的4個雙極化陣元構(gòu)成輔助天線，其他雷達和干擾信號仿真參數(shù)如表1所示。

表1 干擾試驗仿真參數(shù)設置

接收通道將按式(3)和式(4)產(chǎn)生主輔通道信號，經(jīng)采樣和匹配濾波處理后的結(jié)果作為圖3濾波器的輸入，首先給出水平垂直主極化通道測量的合成信號極化狀態(tài)分析，利用水平和垂直主通道樣本計算合成信號的Stokes矢量，并繪制于Poincare球上,如圖4所示。

圖4 合成信號極化狀態(tài)分布

由于目標回波收到不同極化的多點源干擾，可以看出雷達主通道接收到的合成信號極化狀態(tài)分散于Poincare球上，即說明極化純度較低，根據(jù)文獻[8]的結(jié)論可知，極化純度直接決定單純極化濾波干擾抑制的效果。下面分別采用極化濾波方法、旁瓣對消方法和本文提出的主輔陣聯(lián)合濾波方法處理合成信號，給出濾波后的結(jié)果。采用單純極化濾波時，不設輔助通道，將全部水平陣元合成水平通道，所有垂直陣元合成垂直通道，參考文獻[13]的快速極化濾波方法處理；采用旁瓣對消處理時，則先將每個陣元的雙極化陣元接收信號直接合成，即忽略極化信息，后利用前文所述的輔助陣列劃分方法獲得輔助通道信號，再依據(jù)常規(guī)旁瓣對消算法實現(xiàn)濾波；采用完全極化陣列濾波處理時，不設主極化通道，將每個陣元通道的信號作為獨立一維信息，按照文獻[12]給出的方法開展全極化陣列濾波處理。

隨機選取一個脈沖重復周期的信號時域采樣，分別采用4種濾波方法處理后的結(jié)果如圖5所示，不難看出前兩種濾波處理方法都沒能獲得明顯的信干噪比改善，主要原因在于圖5(a)所示的單純極化濾波無法抑制副瓣干擾，而圖5(b)所示的旁瓣對消方法則無法抑制主瓣方向干擾，因此剩余干擾仍能覆蓋目標回波，導致濾波后依然無法檢測到目標回波。相比而言圖5(c)和圖5(d)對應的全極化陣列濾波和極化主輔陣濾波方法則干擾抑制效果明顯，而且兩種濾波方法獲得的信干噪比得益從圖上看沒有明顯差別，但本文所提方法的運算復雜度要遠低于完全極化陣列處理。

(a) 極化濾波處理

(b) 旁瓣對消處理

(c) 全極化陣列濾波

(d) 極化主輔陣聯(lián)合濾波處理圖5 4種濾波器干擾抑制處理結(jié)果

4.2 濾波器性能對比分析

為進一步對比上述4種濾波器的性能，選取3類描述干擾抑制性能的指標：一是平均干擾抑制比，由輸入輸出干擾信號樣本的功率比值計算得到；二是平均輸出信干噪比，通過計算濾波輸出信號中目標信號功率與周圍干擾噪聲剩余功率的比值計算得到；三是濾波處理矩陣維度，由構(gòu)建矩陣的矢量維度(獨立處理的通道數(shù))計算得到。對4種濾波器分別計算上述3類性能指標，結(jié)果如表2所示。

表2 濾波器干擾抑制性能對比

從表中可以看出，平均干擾抑制比方面，全極化陣列濾波方法干擾抑制性能最優(yōu)達到32.21 dB，極化主輔陣濾波次之為29.33 dB，旁瓣對消方法雖然也能得到不錯的干擾抑制比，但由于干擾抑制的同時也抑制了目標的回波，因此和單純極化濾波方法一樣都因無法檢測到回波信號而不能給出平均輸出SINR。相比而言全極化陣列濾波和極化主輔陣濾波在平均輸出信干噪比上幾乎相同，但從矩陣運算的維度來看，前者由于所有陣元通道獨立處理，需要構(gòu)建64維矩陣，在運算復雜度上遠高于后者的6維矩陣，因此會造成雷達信號處理難以滿足實時性要求，相比而言本文提出的極化主輔陣聯(lián)合濾波方法在保證干擾抑制效果的同時能夠大大降低運算復雜度，更適于工程應用。

5 結(jié)束語

為解決雷達天線主副瓣同時壓制干擾問題，本文提出采用極化聯(lián)合主輔陣列濾波抗干擾的方法。設計了一種新型極化陣列天線構(gòu)型，建立了主副瓣干擾源同時存在條件下的目標回波合成信號模型，并以此為基礎提出了極化主輔陣聯(lián)合濾波算法。最后開展極化雷達抗多方向點源干擾的仿真試驗，試驗結(jié)果驗證了所提出的濾波算法對多方向點源干擾抑制的有效性，并通過比較說明了本文算法相比已有的極化濾波方法和旁瓣對消方法，能獲得更高的SINR得益，相比于全極化陣列濾波方法，則在保證濾波效果的同時計算權(quán)值的復雜度大大降低。本文主要考慮了天線主瓣只存在單個干擾源的情形，對于主瓣多個不同極化干擾的情況將作為下一步研究的工作。