基于小交流信號(hào)下垂的微網(wǎng)二次控制方法

武 騰，劉 增，劉進(jìn)軍，劉寶謹(jǐn)，王施珂

（西安交通大學(xué)電氣工程學(xué)院，西安 710049）

微網(wǎng)是一個(gè)集成了分布式發(fā)電、分布式儲(chǔ)能以及負(fù)載的電能系統(tǒng)，它可以工作于并網(wǎng)模式和孤島模式[1-6]。在很多情況下，分布式電源以電力電子器件，比如逆變器，作為接口與公共交流母線相連[6-8]，因此，微網(wǎng)中并聯(lián)逆變器的控制尤顯重要。

當(dāng)微網(wǎng)中分布式電源的地理位置和傳輸線上的干擾限制了通訊線的應(yīng)用時(shí)，下垂控制[2,9,10]可以在不依賴通訊線的情況下實(shí)現(xiàn)并聯(lián)逆變器間的協(xié)調(diào)控制，因此，其被廣泛應(yīng)用于微網(wǎng)中分布式電源的控制。然而，傳統(tǒng)的下垂控制會(huì)導(dǎo)致逆變器的輸出電壓在幅值和頻率上存在偏差[11]。為了消除這種偏差，很多文獻(xiàn)中都提出了改進(jìn)的控制方法[11-15]。雖然這些改進(jìn)的方法可以在一定程度上恢復(fù)電壓幅值和頻率，但是它們也會(huì)帶來(lái)一些弊端。文獻(xiàn)[11]中提出了一種基于虛擬功率流的下垂控制方法，但是該方法不能有效消除電壓幅值上的偏差；文獻(xiàn)[12]利用比例控制器進(jìn)行二次控制，但是該方法在穩(wěn)態(tài)下無(wú)法實(shí)現(xiàn)電壓幅值和頻率的完全恢復(fù)；文獻(xiàn)[13]中提出了一種基于負(fù)載估算的二次控制方法，該方法在有效恢復(fù)電壓幅值和頻率的同時(shí)，又能實(shí)現(xiàn)并聯(lián)逆變器間的功率均分，然而該方法對(duì)盲區(qū)的依賴使二次調(diào)整變得相對(duì)緩慢；文獻(xiàn)[14]中提出的二次控制方法通過(guò)動(dòng)態(tài)改變主電源的下垂特性來(lái)實(shí)現(xiàn)頻率的恢復(fù)，但是該方法對(duì)主電源的容量要求很高，因此在很多實(shí)際的工程場(chǎng)合中并不適用；文獻(xiàn)[15]中利用中央控制器進(jìn)行分層控制，但是該方法對(duì)中央控制器的依賴降低了其可靠性；文獻(xiàn)[16]中通過(guò)利用分布式二次控制器提高了系統(tǒng)的可靠性，但是參數(shù)的微小差異會(huì)導(dǎo)致該方法無(wú)法實(shí)現(xiàn)并聯(lián)逆變器間的功率均分，并且該方法對(duì)通訊線的依賴降低了系統(tǒng)的分布性，提高了成本和對(duì)線路上噪音的敏感性。

為了克服文獻(xiàn)[16]中分布式二次控制的缺陷，受文獻(xiàn)[17]中方法的啟發(fā)，本文提出了一種新型的無(wú)互聯(lián)線的二次控制方法，該方法通過(guò)建立向系統(tǒng)內(nèi)注入一個(gè)小交流信號(hào)以協(xié)助二次控制，在小交流信號(hào)的頻率和逆變器輸出基波電壓的下垂偏置之間建立下垂關(guān)系，以實(shí)現(xiàn)并聯(lián)逆變器在二次調(diào)整過(guò)程中的同步。同時(shí)，系統(tǒng)頻率和電壓幅值由比例積分（PI）控制器調(diào)節(jié)。該方法不僅可以準(zhǔn)確恢復(fù)電壓幅值和頻率，而且可以在無(wú)互聯(lián)線的情況下快速實(shí)現(xiàn)并聯(lián)逆變器間的功率均分。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果都驗(yàn)證了該方法的有效性。

1 傳統(tǒng)下垂控制方法

在高電壓或中電壓等級(jí)的微網(wǎng)中，傳輸線阻抗中的感性成分占主導(dǎo)，微網(wǎng)中接交流母線的逆變器等效電路如圖1所示。因此圖中2個(gè)電壓E∠φ和UL∠0之間的功率流動(dòng)服從以下關(guān)系[10]，即

式中：E和UL分別為逆變器的輸出電壓和公共連接點(diǎn) PCC（point of common coupling）電壓；P 和 Q 分別為從逆變器流向負(fù)載的有功功率和無(wú)功功率；φ為E和UL的相位差；Z為線路阻抗；θ為線路阻抗角。

圖1 微網(wǎng)中接交流母線的逆變器等效電路Fig.1 Equivalent circuit of an inverter connected to the AC bus of microgrid

基于式（1）和式（2），利用 P-ω 和 Q-V 下垂關(guān)系控制頻率和電壓幅值[2,9,13]，從而實(shí)現(xiàn)負(fù)載所需功率的均分。下垂控制的數(shù)學(xué)表達(dá)式為

式中：ω*和E*分別為生成的頻率和電壓幅值的指令；P0和Q0分別為基波電壓的下垂偏置；m和n為下垂系數(shù)，定義為正。

圖2 下垂系數(shù)設(shè)計(jì)Fig.2 Design of different droop coefficients

下垂控制可以在無(wú)互聯(lián)線的情況下實(shí)現(xiàn)并聯(lián)逆變器間的功率均分，但是其中也存在功率均分精度和電壓調(diào)整率之間的折中問(wèn)題，如圖2所示。由于控制或硬件參數(shù)的不同，2臺(tái)逆變器的下垂特性很難完全一致，下垂特性曲線間存在微小的差異d。當(dāng)下垂系數(shù)設(shè)計(jì)得較小時(shí)，功率均分精度會(huì)降低，如圖2（a）所示；相反，當(dāng)下垂系數(shù)設(shè)計(jì)得較大時(shí)，負(fù)載的微小變動(dòng)會(huì)導(dǎo)致逆變器輸出電壓幅值和頻率出現(xiàn)較大的波動(dòng)，如圖2（b）所示，這是不利于系統(tǒng)穩(wěn)定的。

工程實(shí)際中，為了取得較高的功率均分精度，下垂系數(shù)需要設(shè)計(jì)得較小，這就需要通過(guò)一定的控制手段將逆變器輸出電壓的幅值和頻率恢復(fù)至額定值。

2 新型二次控制方法

2.1 基本思路

圖3所示為本文所提方法的N臺(tái)逆變器并聯(lián)微網(wǎng)簡(jiǎn)化示意，所有變流器的一次控制都為下垂控制，控制方程如式（3）和式（4）所示。

圖3 本文方法的N臺(tái)逆變器并聯(lián)微網(wǎng)簡(jiǎn)化示意Fig.3 Simplified schematic of N-parallel-inverter microgrid system using the proposed method

在本文提出的新型二次控制方法中，PCC點(diǎn)的電壓幅值和頻率都由PI控制器來(lái)調(diào)節(jié)。同時(shí)，一個(gè)小幅值的交流電壓信號(hào)被注入系統(tǒng)協(xié)助控制。該小交流信號(hào)的頻率與基波電壓的下垂偏置成下垂關(guān)系，表示為

式中：和為生成的小交流信號(hào)頻率指令；p0和q0分別為小交流信號(hào)頻率p和q的基值； 用以調(diào)節(jié)頻率和電壓幅值；和為小交流信號(hào)的下垂系數(shù)，定義為正。值得注意，當(dāng)需要對(duì)頻率和電壓幅值同時(shí)進(jìn)行二次調(diào)節(jié)時(shí)，p0和q0的選值不能相同。由于本文仿真和實(shí)驗(yàn)中頻率和電壓幅值是分別調(diào)節(jié)的，所以p0和q0的選值相同。

小交流信號(hào)產(chǎn)生的有功功率加上PI控制器的輸出共同生成基波電壓的下垂偏置P0和Q0，即

式中：ωr和ω分別為額定頻率和實(shí)際頻率；Er和E分別為 PCC 電壓的額定幅值和實(shí)際幅值；kpω、kiω和kpE、kiE為調(diào)節(jié)頻率和電壓幅值的PI控制器參數(shù)；Gp和 Gq為從小交流信號(hào)產(chǎn)生的有功功率和到基波電壓下垂偏置P0和Q0的增益。小交流信號(hào)的電壓和電流利用低通濾波器提取，用以計(jì)算和。

該二次控制方法的控制框圖如圖4所示，其中加粗部分代表小交流信號(hào)的控制機(jī)理，下垂控制的虛線框代表式（3）～式（6），電壓指令合成算式為

式中：為注入的小交流信號(hào)的電壓幅值。

圖4 新型二次控制方法的控制框圖Fig.4 Control block diagram of a novel secondary control method

在本文提出的新型二次控制方法中，電力傳輸線被用作并聯(lián)逆變器之間的通訊線，而注入的小交流信號(hào)扮演著通訊信號(hào)的角色，其目標(biāo)在于幫助并聯(lián)變流器實(shí)現(xiàn)功率均分。由式（7）和式（8）可以看出，基波電壓的下垂偏置P0和Q0受PI控制器的輸出所影響，所以PI控制器能夠通過(guò)影響P0和Q0從而快速地將PCC點(diǎn)的電壓幅值和頻率調(diào)節(jié)至額定值Er和ωr。其次，基波電壓的下垂偏置P0和Q0同時(shí)受小交流信號(hào)產(chǎn)生的有功功率所影響，而P0和Q0與小交流信號(hào)的頻率呈下垂關(guān)系，如式（5）和式（6）所示。因此，該方法實(shí)際上是在小交流信號(hào)的頻率和小交流信號(hào)的有功功率之間建立了一種下垂關(guān)系。類比傳統(tǒng)下垂控制的機(jī)理，小交流信號(hào)的頻率會(huì)自我調(diào)整，保證穩(wěn)態(tài)時(shí)系統(tǒng)中所有并聯(lián)逆變器輸出的小交流信號(hào)頻率相同，從而式（5）和式（6）可以保證每臺(tái)逆變器下垂特性中的下垂偏置P0和Q0相同，即穩(wěn)態(tài)時(shí)輸出的功率相同。因此，通過(guò)該二次調(diào)節(jié)，系統(tǒng)頻率和電壓幅值不僅可以由PI控制器調(diào)節(jié)至額定值，而且并聯(lián)逆變器之間可以實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)確的功率均分。

值得注意的是，如果PI控制器的帶寬足夠?qū)?，小交流信?hào)產(chǎn)生的有功功率和PI控制器的輸出在共同影響P0和Q0時(shí)并不會(huì)產(chǎn)生沖突。因?yàn)楫?dāng)PI控制器帶寬較寬時(shí)，其能令頻率和電壓幅值快速跟蹤各自的額定值，PI控制器的輸出可被看做固定值，此時(shí)P0和Q0僅受小交流信號(hào)產(chǎn)生的有功功率所影響。

2.2 參數(shù)選取

由于在控制注入的小交流信號(hào)時(shí)需要提取其瞬時(shí)電壓電流，因此應(yīng)當(dāng)避免系統(tǒng)中原有的諧波干擾小交流信號(hào)的提取。在選取小交流信號(hào)的頻率時(shí)，應(yīng)當(dāng)分析系統(tǒng)中占主要成分的諧波，避免選取主要諧波的頻率作為小交流信號(hào)的頻率。考慮到逆變器輸出側(cè)低通濾波器對(duì)較高頻信號(hào)的抑制作用或者對(duì)其諧振峰附近頻率信號(hào)的放大作用，不能選取較高的頻率或者低通濾波器諧振峰附近的頻率作為小交流信號(hào)的頻率。另外，當(dāng)小交流信號(hào)的提取算法精度不高時(shí)，應(yīng)當(dāng)避免將小交流信號(hào)的頻率選取為基波頻率附近或者主要諧波頻率附近的頻率。當(dāng)負(fù)載為線性負(fù)載時(shí)，理想PWM調(diào)制除了產(chǎn)生基波信號(hào)，只會(huì)產(chǎn)生開(kāi)關(guān)頻率次及其附近以及開(kāi)關(guān)頻率整數(shù)倍及其附近的諧波，而不會(huì)產(chǎn)生低次諧波[18]。然而在工程實(shí)際中，由于需要在調(diào)制中引入死區(qū)，或者為了提高直流電壓利用率而利用非正弦波調(diào)制，這種情況下系統(tǒng)中會(huì)出現(xiàn)低次諧波，其中奇次諧波占主要成分[19]，因此小交流信號(hào)的頻率不能為基波頻率的奇次倍。當(dāng)負(fù)載為非線性負(fù)載時(shí)，系統(tǒng)中也會(huì)出現(xiàn)大量的低次諧波，此時(shí)可以選取基波頻率非整數(shù)倍的頻率作為小交流信號(hào)的頻率且需要利用精度較高的諧波信號(hào)提取算法，例如二階廣義積分器 SOGI（second-order generalized integrator）[20]。本文仿真和實(shí)驗(yàn)中皆利用線性負(fù)載，逆變器輸出側(cè)的低通濾波器截止頻率為500 Hz，綜合上述選取原則，選取基波頻率的2倍頻或者4倍頻較為合適，本文選取基波2倍頻，即100 Hz，作為注入小交流信號(hào)的頻率。

小交流信號(hào)的幅值E?的選取應(yīng)該考察總諧波失真度 THD（total harmonic distortion）的大小，一般電力系統(tǒng)中的THD不能超過(guò)5%，而單次諧波的含量不能超過(guò)3%[21]。在本文的系統(tǒng)中，基波額定電壓幅值為200 V，因此為了給出一定的裕量，注入的小交流信號(hào)的幅值設(shè)定為3 V，即基波額定電壓幅值的1.5%。這樣可以實(shí)現(xiàn)實(shí)驗(yàn)中THD在2%以下。

由于提取并計(jì)算得到的小交流信號(hào)產(chǎn)生的有功功率和都很小，所以式（7）和式（8）中的系數(shù)Gp和 Gq是為了使和的數(shù)量級(jí)與 P0和 Q0的數(shù)量級(jí)相當(dāng)，從而和可以對(duì) P0和 Q0產(chǎn)生足夠大的影響。本文的系統(tǒng)中，P0和Q0的數(shù)量級(jí)為103，而和的數(shù)量級(jí)為 100～10-1，因此本文中 Gp和Gq的選值數(shù)量級(jí)為幾千。

3 仿真結(jié)果

利用仿真軟件PSCAD/EMTDC驗(yàn)證了所提出新型二次控制方法有效性。仿真系統(tǒng)由2臺(tái)三相逆變器并聯(lián)組成，每臺(tái)逆變器主電路和控制機(jī)制如圖4所示。仿真的關(guān)鍵控制參數(shù)如表1所示。

第1組仿真驗(yàn)證新型二次控制方法對(duì)頻率和有功功率的調(diào)節(jié)作用。在t=2 s時(shí)，有功負(fù)載增加8 kW，頻率隨之由49.96 Hz降低至49.58 Hz。t=5 s時(shí)手動(dòng)開(kāi)啟二次控制（所提出的新型二次控制應(yīng)是連續(xù)調(diào)節(jié)的，在本文的仿真和實(shí)驗(yàn)中，二次控制均由手動(dòng)觸發(fā)，是為了更清晰地演示調(diào)節(jié)過(guò)程）。圖5所示為文獻(xiàn)[16]中的分布式二次控制的調(diào)節(jié)過(guò)程，可以看到雖然頻率恢復(fù)至額定值50 Hz，但是無(wú)法實(shí)現(xiàn)有功功率在并聯(lián)逆變器之間的均分。本文提出的二次控制方法仿真過(guò)程波形如圖6所示。由圖可見(jiàn)，不僅可以實(shí)現(xiàn)頻率恢復(fù)，同時(shí)可以實(shí)現(xiàn)有功功率的均分。

表1 仿真參數(shù)Tab.1 Simulation parameters

圖5 傳統(tǒng)分布式二次控制下頻率和有功功率的仿真波形Fig.5 Simulation waveforms of frequency and active power using the traditional distributed secondary control method

圖6 新型二次控制下頻率和有功功率的仿真波形Fig.6 Simulation waveforms of frequency and active power using the proposed secondary control method

圖7 傳統(tǒng)分布式二次控制下電壓幅值和無(wú)功功率的仿真波形Fig.7 Simulation waveforms of voltage amplitude and reactive power using the traditional distributed secondary control method

第2組仿真驗(yàn)證新型二次控制方法對(duì)電壓幅值和無(wú)功功率的調(diào)節(jié)作用。在t=2 s時(shí)，無(wú)功負(fù)載增加4 kvar，電壓幅值隨之由199.2 V降低至189.6 V。t=5 s時(shí)手動(dòng)開(kāi)啟二次控制。圖7所示為文獻(xiàn)[16]中的分布式二次控制的調(diào)節(jié)過(guò)程，可以看到雖然電壓幅值恢復(fù)至額定值200 V，但是無(wú)法實(shí)現(xiàn)無(wú)功功率在并聯(lián)逆變器之間的均分。本文提出的二次控制方法仿真過(guò)程波形如圖8所示。由圖可見(jiàn)，不僅可以恢復(fù)電壓幅值，同時(shí)可以實(shí)現(xiàn)無(wú)功功率的均分。

圖8 新型二次控制下電壓幅值和無(wú)功功率的仿真波形Fig.8 Simulation waveforms of voltage amplitude and reactive power using the proposed secondary control method

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

通過(guò)硬件實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證所提出新型二次控制方法的有效性。實(shí)驗(yàn)平臺(tái)由2臺(tái)相同規(guī)格的三相逆變器并聯(lián)組成，每臺(tái)逆變器的控制機(jī)制如圖4所示，實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表2所示。頻率、電壓幅值和輸出功率的波形是在Origin軟件中根據(jù)功率分析儀HIOKI Power Analyzer 3390采集的數(shù)據(jù)畫(huà)出。

表2 實(shí)驗(yàn)參數(shù)Tab.2 Experimental parameters

第1組實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了提出的新型二次控制方法對(duì)頻率和有功功率的調(diào)節(jié)作用。圖9所示為頻率和有功功率的實(shí)驗(yàn)波形。開(kāi)始時(shí)刻，2臺(tái)逆變器都是下垂控制，在t=17 s時(shí)，有功負(fù)載增加1.2 kW，頻率隨之由49.76 Hz降低至49.47 Hz。t=33 s時(shí)開(kāi)啟二次控制。由圖可以看到，頻率隨之恢復(fù)至49.99 Hz且2臺(tái)逆變器輸出的有功功率均分。

第2組實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了提出的新型二次控制方法對(duì)電壓幅值和無(wú)功功率的調(diào)節(jié)作用。圖10所示為電壓幅值和無(wú)功功率的實(shí)驗(yàn)波形。開(kāi)始時(shí)刻，2臺(tái)逆變器都是下垂控制，在t=17 s時(shí)，無(wú)功負(fù)載增加1.6 kvar，電壓幅值隨之由199.4 V降低至195.5 V。t=35 s時(shí)開(kāi)啟二次控制。由圖可以看到，電壓幅值隨之恢復(fù)至200.5 V，且2臺(tái)逆變器輸出的無(wú)功功率均分。

圖9 新型二次控制的實(shí)驗(yàn)波形Fig.9 Experimental waveforms of the system frequency and the output real power

圖10 新型二次控制的實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 Experimental waveforms of the voltage amplitude and the output reactive power

5 結(jié)語(yǔ)

本文提出了一種基于小交流信號(hào)的微網(wǎng)新型二次控制方法。該方法首先通過(guò)PI控制器調(diào)節(jié)PCC點(diǎn)的電壓幅值和頻率，其次通過(guò)控制注入的小交流信號(hào)的頻率來(lái)同步調(diào)整逆變器輸出基波電壓的下垂偏置，從而保證并聯(lián)逆變器的穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)相同，實(shí)現(xiàn)負(fù)載功率在并聯(lián)逆變器之間的平均分配。因此，該方法不僅可以調(diào)節(jié)頻率和電壓幅值至額定值，還可以在無(wú)互聯(lián)線的情況下實(shí)現(xiàn)并聯(lián)逆變器之間的功率均分。最后，本文通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提出二次控制方法的有效性。

[1]Piagi P,Lasseter R H.Autonomous control of microgrids[C].Proceedings of the Power Engineering Society General Meeting,Montreal,Canada,2006:1-8.

[2]Rocabert J,Luna A,Blaabjerg F,et al.Control of power converters in AC microgrids[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2012,27（11）:4734-4749.

[3]Chandrasena R P S,Shahnia F,Rajakaruna S,et al.Control,operation and power sharing among parallel converter-interfaced DERs in a microgrid in the presence of unbalanced and harmonic loads[C]//Proceedings of the Australasian U-niversities Power Engineering Conference.Hobart,Australia,2013:1-6.

[4]Lasseter R H.MicroGrids[C].Proceedings of the Power Engineering Society Winter Meeting,2002:305-308.

[5]Lasseter R H.Smart distribution:coupled microgrids[J].Proceedings of the IEEE,2011,99（6）:1074-1082.

[6]Guerrero J M,Chandorkar M,Lee T,et al.Advanced control architectures for intelligent microgrids-Part I:decentralized and hierarchical control[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2013,60（4）:1254-1262.

[7]Kroposki B,Pink C,DeBlasio R,et al.Benefits of power electronic interfaces for distributed energy systems[J].IEEE Transactions on Energy Conversion,2010,25（3）:901-908.

[8]Khalil A,Alfaitori K A,Elbarsha A.Stability analysis of parallel-inverters in microgrid[C]//Proceedings of the 20th International Conference on Automation and Computing.Bedfordshire,UK,2014:110-115.

[9]Guerrero J M,Hang L,Uceda J.Control of distributed uninterruptible power supply systems[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2008,55（8）:2845-2859.

[10]Guerrero J M,Vasquez J C,Matas J,et al.Control strategy for flexible microgrid based on parallel line-interactive UPS systems[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2009,56（3）:726-736.

[11]Hu Jiefeng,Zhu Jianguo,Dorrell D J,et al.Virtual flux droop method—a new control strategy of inverters in microgrids[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2014,29（9）:4704-4711.

[12]Hua Ming,Hu Haibing,Xing Yan,et al.Multilayer control for inverters in parallel operation without intercommunications[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2012,27（8）:3651-3663.

[13]Wu Teng,Liu Jinjun,Liu Zeng,et al.Load power estimation based secondary control for microgrids[C].Proceedings of the 9th International Conference on Power Electronics（ICPE-ECCE Asia）,Seoul,Korea,2015:722-727.

[14]張軒,劉進(jìn)軍.微網(wǎng)孤島運(yùn)行時(shí)基于逆變器的新型功率控制[J].電源學(xué)報(bào),2011,9（1）:38-42.Zhang Xuan,Liu Jinjun.A novel power distribution strate-gy for parallel inverters in islanded mode microgrid[J].Journal of Power Supply,2011,9（1）:38-42（in Chinese）.

[15]Guerrero J M,Vasquez J C,Matas J,et al.Hierarchical control of droop-controlled AC and DC microgrids-a general approach toward standardization[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2011,58（1）:158-172.

[16]Shafiee Q,Guerrero J M,Vasquez J C.Distributed secondary control for islanded microgrids-a novel approach[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2014,29 （2）:1018-1031.

[17]Tuladhar A,Jin Hua,Unger T,et al.Control of parallel inverters in distributed AC power systems with consideration of line impedance effect[J].IEEE Transactions on Industrial Applications,2000,36（1）:131-138.

[18]Hamman J,Van Der Merwe F S.Voltage harmonics generated by voltage-fed inverters using PWM natural sampling[J].IEEE Transactions on Power Electronics,1988,3（3）:297-302.

[19]Evans P D,Close P R.Harmonic distortion in PWM inverter output waveforms[J].IEEE Transactions on,2000,36（1）:131-138.

[20]He J,Li Y,Blaabjerg F.An enhanced islanding microgrid reactive power,imbalance power,and harmonic power sharing scheme[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2015,30（6）:3389-3401.

[21]IEEE Power and Energy Society.IEEE Recommended Practice and Requirements for Harmonic Control in Electric Power Systems:IEEE Std 519-2014[S].New York:The Institute of Electrical and Electronics Engineers,2014.