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    基于改進(jìn)數(shù)字PWM逆變器控制器設(shè)計

    2018-04-23 03:53:47坤,周興,文
    船電技術(shù) 2018年3期
    關(guān)鍵詞:倍頻延時控制器

    陳 坤,周 興,文 武

    (武漢船用電力推進(jìn)裝置研究所,武漢 430064)

    0 引言

    隨著超大規(guī)模集成電路技術(shù)和微處理器技術(shù)的快速發(fā)展,微處理器的性能飛速提高,成本價格不斷下降,使得開關(guān)型電力變換裝置的全數(shù)字化控制日益增多,數(shù)字控制技術(shù)逐漸成為市場上的主流。與傳統(tǒng)的模擬控制器相比較,數(shù)字控制器具有抗干擾能力強(qiáng)、可靠性高、控制策略靈活、可實現(xiàn)很多復(fù)雜的新型算法等較為明顯的優(yōu)勢[1]。但是,數(shù)字采樣和離散化等過程也給電源輸出響應(yīng)的快速性和系統(tǒng)穩(wěn)定性等帶來了無法避免的影響[2-3]。特別是大功率逆變器具有高壓、大電流的電氣特性,這一特性決定了其功率器件IGBT不能工作于太高的開關(guān)頻率[4],否則會燒毀功率器件。

    近年來,船舶電力推進(jìn)系統(tǒng)不斷發(fā)展,推進(jìn)系統(tǒng)的負(fù)載呈現(xiàn)出大功率、形式多樣的特點,對船舶電站的功率需求、穩(wěn)定性和可靠性等都提出了更高的要求,因此,中壓交流(直流)綜合電力系統(tǒng)已經(jīng)成為了船舶電站發(fā)展的主流趨勢[5],船上變頻器、逆變電源等變流裝置作為綜合電力系統(tǒng)的重要組成部分,已經(jīng)呈現(xiàn)出高壓、大電流的特點。于是,由采樣及數(shù)據(jù)更新頻率低導(dǎo)致的輸出響應(yīng)時間延遲大等問題就顯得越發(fā)的突出和不可忽視。本文分析了逆變器采樣、PWM調(diào)制等環(huán)節(jié)的時間延遲,并為逆變器電源設(shè)計了基于一種改進(jìn)數(shù)字PWM控制方法的控制器,以改善輸出響應(yīng)時間延遲。

    1 系統(tǒng)采樣、PWM調(diào)制等延時分析

    如圖1所示,逆變電源主回路采用H橋結(jié)構(gòu),控制器以DSP+CPLD為核心控制芯片,調(diào)制方式為單極性倍頻PWM,采用對稱規(guī)則采樣。

    1.1 對稱規(guī)則采樣

    對稱規(guī)則采樣方式采樣周期Ts,亦即三角載波周期Tc。采用滯后一拍控制方式[6],以解決PWM調(diào)制占空比受限的問題[7]。即當(dāng)前采樣點采樣后計算出的調(diào)制波控制量并不在當(dāng)前采樣周期進(jìn)行數(shù)據(jù)更新,而是在下一個采樣點更新該控制量數(shù)據(jù)(如圖2)。于是與數(shù)據(jù)采樣點時刻相比,數(shù)據(jù)更新點延遲了一個采樣周期Ts。

    圖3(a)中,調(diào)制波控制量剛好在采樣點t1時刻突變,控制量的突變會在下一個采樣點進(jìn)行數(shù)據(jù)更新,時間延遲為一個采樣周期TS;而圖3(b)中,采樣點卻剛好錯過了控制量的突變點t2時刻,于是控制量的這一突變情況只有經(jīng)過2個采樣周期TS才能反映到負(fù)載側(cè)。因此,數(shù)字PWM控制對稱規(guī)則采樣過程的時間延遲為TS~2TS.

    1.2 單極性倍頻PWM調(diào)制

    對于單極性倍頻PWM調(diào)制,調(diào)制波控制量m(k)分別與2路相對相移180°的三角載波信號Uc1和Uc2比較產(chǎn)生4路PWM脈沖信號ug1、ug2和ug4、ug3,分別驅(qū)動H橋的功率器件VT1、VT2和VT4、VT3,4路PWM驅(qū)動脈沖及m(k)與Uc1、Uc2的關(guān)系如表1。

    注:表中“1”表示高電平,“0”表示低電平。

    如圖4所示,功率器件VT1和VT4同時導(dǎo)通時,H橋輸出電壓+Ed,即圖中的uo。

    由圖,從采樣及數(shù)據(jù)更新點t1到H橋逆變器輸出電壓時刻t2之間有時間延遲,根據(jù)三角形相似原理有:

    可得出時間延遲:

    于是有

    式中,tΔ為時間延遲,Tc為開關(guān)周期。

    同理,功率器件VT2和VT3同時導(dǎo)通時,H橋輸出電壓-Ed,時間延遲范圍為式(3)所示。

    綜合小節(jié)1.1和1.2的分析,對稱規(guī)則采樣和單極性倍頻PWM調(diào)制的總時間延遲為

    其中,TΔ為總時間延遲,TS為采樣周期,對于對稱規(guī)則采樣即為開關(guān)周期Tc。

    2 控制器設(shè)計實例及仿真

    2.1 多次采樣延時數(shù)據(jù)更新

    由前面的分析,逆變器采樣頻率對于電源系統(tǒng)時間延遲有很大的影響,因此,提高采樣頻率對于減小響應(yīng)時間延遲將會是一種行之有效的措施。而受功率器件功耗和溫升等條件的限制,提高開關(guān)頻率并不是件容易的事。于是,在開關(guān)頻率不變的情況下,適度增加采樣和數(shù)據(jù)更新次數(shù)就成為了最優(yōu)的解決方案。

    圖5,基于傳統(tǒng)數(shù)字PWM控制方式,多次采樣延時數(shù)據(jù)更新方法有效結(jié)合了單次采樣延時數(shù)據(jù)更新[7]和多次采樣即時數(shù)據(jù)更新方法[8]的優(yōu)點,在開關(guān)周期Tc內(nèi)進(jìn)行多次數(shù)據(jù)采樣,延遲時間td(略大于DSP進(jìn)行數(shù)據(jù)處理和運(yùn)算的時間)后將控制量Vk更新到DSP或CPLD的比較寄存器中進(jìn)行實時比較產(chǎn)生PWM驅(qū)動脈沖,采樣數(shù)據(jù)在時間td內(nèi)完成數(shù)據(jù)處理和PI控制等相關(guān)運(yùn)算。

    如此,逆變器的采樣及數(shù)據(jù)更新周期將減小為原來的1/N,即TC/N,N為開關(guān)周期Tc內(nèi)進(jìn)行數(shù)據(jù)采樣的次數(shù)。此時,數(shù)字PWM控制所引起的時間延遲為

    為了避免在非載波波谷點和波峰點更新數(shù)據(jù)而導(dǎo)致的PWM驅(qū)動脈沖電平錯誤和脈沖競爭現(xiàn)象[7,8]的發(fā)生,該控制器以DSP+CPLD作為核心控制芯片。DSP進(jìn)行AD采樣、數(shù)據(jù)處理、控制算法運(yùn)算、故障檢測及綜合等方面的工作,而CPLD負(fù)責(zé)產(chǎn)生三角載波信號、比較匹配生成PWM脈沖、PWM信號死區(qū)時間、故障狀態(tài)下PWM脈沖封鎖等類似于DSP事件管理器EVA/B的功能??刂破骺傮w框圖如圖6。

    2.2 PI控制參數(shù)配置

    逆變電源采用電流閉環(huán)控制方式,為阻感性負(fù)載提供快速變化的勵磁電流。逆變器控制系統(tǒng)框圖如圖7,圖中分別為PI控制器、從采樣時刻到逆變器輸出的時間延遲、PWM脈沖及逆變器主回路等效增益、并聯(lián)H橋均流電感等環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)。

    時間延遲環(huán)節(jié)對于所有的ω有

    該延時環(huán)節(jié)只影響系統(tǒng)的相頻特性,對于幅頻特性沒有影響。為了控制器設(shè)計和分析的方便,在滿足條件1ωτ<<時,可對時間延遲環(huán)節(jié)作如下簡化處理[9,10]

    式中,τ為時間延遲。

    將負(fù)載電壓uo作為外部擾動,可得出系統(tǒng)輸出電流Io閉環(huán)傳遞函數(shù)

    根據(jù)式(8),系統(tǒng)的閉環(huán)特征方程為

    該閉環(huán)特征方程為三階,應(yīng)該有3個閉環(huán)特征根,自動控制原理及工程實踐的經(jīng)驗顯示,對于高于兩階的系統(tǒng),可以利用主導(dǎo)極點的概念將系統(tǒng)在可以允許的誤差情況下進(jìn)行降階處理[11]:如果高階系統(tǒng)中距離虛軸的距離最近的一對極點,其實部比其它極點的實部的1/5還要小,那么這對閉環(huán)極點稱為主導(dǎo)極點,對系統(tǒng)的時間響應(yīng)過程影響起主導(dǎo)作用[12,13]。若逆變電源系統(tǒng)能夠找到這樣一對共軛復(fù)數(shù)主導(dǎo)極點,則此系統(tǒng)就可近似地當(dāng)作二階系統(tǒng)進(jìn)行分析,近似估計系統(tǒng)的暫態(tài)響應(yīng)性能指標(biāo)。

    系統(tǒng)主導(dǎo)極點期望值為

    式中,rξ為阻尼比,rω為無阻尼自然振蕩角頻率。

    由式(9)(10)有

    根據(jù)實際系統(tǒng)設(shè)計參數(shù):阻尼比ξr=0.70,n取10,此時調(diào)整時間短,超調(diào)量不大,時間延遲τ= 6 4μs ,自然振蕩角頻率ωr=1842rad/s ,對應(yīng)調(diào)節(jié)時間約為2.30 ms。計算得出

    2.3 仿真分析

    采用MATLAB軟件對控制器設(shè)計進(jìn)行仿真,以驗證系統(tǒng)的特性。仿真參數(shù):2個H橋逆變單元并聯(lián),母線電壓Ed=100V,均流電抗器0.8 mH/4.5 m?,負(fù)載0.16 mH/1 m?,采用對稱規(guī)則采樣和單極性倍頻PWM調(diào)制,開關(guān)頻率5kHz,每個周期采樣4次,取采樣及運(yùn)算時間延遲td=50μs。給定+80 A/10 Hz方波信號時,仿真輸出波形如圖8所示:

    從逆變器仿真結(jié)果看,輸出響應(yīng)時間延遲66 μs,在理論分析的范圍[50,112.5]內(nèi)。輸出電流I0從0上升到給定值的95%的上升時間為2.32 ms,與控制器設(shè)計的2.30 ms調(diào)節(jié)時間比較吻合,控制器響應(yīng)速度快,具有較好的穩(wěn)定性和暫態(tài)特性。

    3 實驗驗證

    實驗主電路采用2個H橋逆變器單元并聯(lián)(圖9),以TI公司DSP28335結(jié)合ALTERA公司CPLD EPM1270T144C5為數(shù)字PWM控制器的核心芯片,調(diào)制方式單極性倍頻PWM。逆變器直流母線電壓Ed=100 V,IGBT為英飛凌FF300R12ME3,開關(guān)頻率5 kHz,均流電抗器1600 μH/9 m?,負(fù)載 160μ H/1 m?。

    為了簡化程序編寫和實驗過程,設(shè)定時間延遲td為采樣周期TS,分別在開關(guān)周期Tc內(nèi)進(jìn)行1次、2次、4次數(shù)據(jù)采樣和更新,給定信號為方波電壓信號,4V/10 Hz(給定電壓與輸出總電流對應(yīng)關(guān)系為1V:20 A),逆變器輸出信號(負(fù)載電流IO、負(fù)載電壓uO)和給定信號IREF波形如圖10所示。

    圖11 N=4及設(shè)計PI參數(shù)時逆變器輸出

    圖中CH2通道為負(fù)載電壓uO,20V/格;CH3通道為給定信號IREF,40A/格;CH4通道為負(fù)載電流IO,40A/格。

    在每個周期采樣及數(shù)據(jù)更新4次的情況下,PI控制器采用式(12)所設(shè)計的PI參數(shù),逆變器輸出電流波形如圖11所示,輸出響應(yīng)時間純延時70 μs,輸出電流從5%上升到95%所需要的時間為 2.34 ms。

    控制器設(shè)計參數(shù)能滿足逆變器電源系統(tǒng)在阻感性負(fù)載下對于穩(wěn)定性和暫態(tài)特性的要求,而多次采樣延時數(shù)據(jù)更新方法有效地減小了采樣周期和數(shù)據(jù)更新周期,逆變器輸出響應(yīng)時間延遲從406μs減小為84μs,時間延遲改善效果明顯。

    4 結(jié)論

    對于大功率逆變電源,對稱規(guī)則采樣、單極性倍頻PWM調(diào)制等數(shù)字控制實現(xiàn)過程引入的響應(yīng)時間延遲容易影響其輸出特性,文中在傳統(tǒng)數(shù)字PWM控制的基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn),設(shè)計了一個基于多次采樣延時數(shù)據(jù)更新方法的逆變電源控制器,以提高采樣頻率和數(shù)據(jù)更新頻率。最后,實驗結(jié)果與理論分析相一致,證明了該控制器在響應(yīng)時間延遲改善方面的實用性。

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