燃料電池系統(tǒng)寬范圍輸入電壓變換器設(shè)計(jì)

呂耀文，趙耀

（1.包頭職業(yè)技術(shù)學(xué)院，內(nèi)蒙古包頭014030；2.內(nèi)蒙古電力勘測(cè)設(shè)計(jì)院有限責(zé)任公司，呼和浩特010020）

0 引 言

近年來(lái)新能源被廣泛運(yùn)用，其中氫能以其清潔性、高效性和資源充足性，成為了符合要求的新能源之一，而燃料電池是其最佳應(yīng)用平臺(tái)。因此，世界各國(guó)越來(lái)越重視燃料電池供電系統(tǒng)的研究。

燃料電池供電系統(tǒng)的通用結(jié)構(gòu)由燃料電池、單向DC-DC變換器、負(fù)載端變換器和儲(chǔ)能裝置及其相應(yīng)的雙向DC-DC變換器組成。其最核心的部分是單向DC/DC變換器模塊，但由于燃料電池的輸出特性較軟，易受負(fù)載的影響使其輸出電壓變化范圍較大（一般在200 V～400 V之間），因此單向DC/DC變換器面臨寬范圍輸入電壓?jiǎn)栴}。傳統(tǒng)的單向DC/DC變換器主要有Buck、Boost、Flyback、單管正激以及雙管正激變換器等，其中傳統(tǒng)的Buck/Boost變換器在面對(duì)寬范圍輸入電壓時(shí)其使用受到很大地限制；而傳統(tǒng)的單管Buck-Boost變換器可升壓降壓特性使其在面對(duì)寬范圍輸入電壓時(shí)雖具有較強(qiáng)的適用性，但由于其開關(guān)管電壓應(yīng)力過(guò)高不適合在大功率場(chǎng)合的應(yīng)用［1］。類似地，寬范圍輸入電壓使得Flyback變換器具有同樣地問(wèn)題，并且其輸出電壓還存在尖峰，不適用于對(duì)輸出電壓質(zhì)量要求較高的場(chǎng)合。單管正激變換器以及雙管正激變換器對(duì)于寬范圍輸入電壓的適應(yīng)性則比上述變換器更差［2-3］。因此，目前大多數(shù)燃料電池供電系統(tǒng)的單向DC/DC變換器采用全橋變換器結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)具有開關(guān)管電壓應(yīng)力低、軟開關(guān)技術(shù)應(yīng)用成熟等優(yōu)點(diǎn)，在大功率場(chǎng)合得到廣泛應(yīng)用，但其在寬范圍輸入電壓場(chǎng)合的優(yōu)勢(shì)不明顯，且對(duì)于寬范圍輸入電壓造成的器件應(yīng)力變化和電路環(huán)流亦沒有較好的解決方法。此外，該結(jié)構(gòu)所使用開關(guān)器件過(guò)多，因而整體變換器體積也較大。

目前已有不少文獻(xiàn)對(duì)寬范圍輸入電壓變換器進(jìn)行了較為深入的研究。文獻(xiàn)［4］提出了一種全橋組合式直流變換器以用于較寬輸入電壓范圍場(chǎng)合，但由于其采用了多個(gè)變壓器使得變換器體積偏大且其功率密度較低。同時(shí)，其控制策略也較為復(fù)雜［5-8］不利于工程實(shí)際應(yīng)用。此外，為了滿足煤礦井下設(shè)備對(duì)開關(guān)電源的特殊要求，文獻(xiàn)［9］所提設(shè)計(jì)方案將普通開關(guān)電源和自適應(yīng)交流調(diào)壓電源相結(jié)合，使得所設(shè)計(jì)電源具有較強(qiáng)的耐電壓、電流沖擊能力并且不產(chǎn)生熱污染，但該開關(guān)電源直接與85V～825V交流電壓相連接，當(dāng)傳輸較大功率時(shí)其變壓器體積必須設(shè)計(jì)得很大［10］。還有文獻(xiàn)對(duì)PFC電路（即由單管Buck電路和單管Boost電路級(jí)聯(lián)組合而成，以下簡(jiǎn)稱雙管Buck-Boost變換器）進(jìn)行了研究，表明該變換器在寬范圍輸入電壓場(chǎng)合中有較好的適用性［11］，能夠根據(jù)輸入電壓的大小自動(dòng)切換電路工作模式，其電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，使用器件較少，因此變換器體積小，功率密度高。此外該電路能有效解決傳統(tǒng)單管Buck-Boost電路開關(guān)管電壓應(yīng)力過(guò)高的問(wèn)題，減小了變換器開關(guān)損耗并提高了其效率，但該文獻(xiàn)僅從寬范圍輸入電壓時(shí)雙管Buck-Boost變換器的適用性角度進(jìn)行了研究，并未從整個(gè)系統(tǒng)的控制角度進(jìn)行分析，無(wú)法為后級(jí)變換器提高穩(wěn)定電壓。

結(jié)合雙管Buck-Boost級(jí)聯(lián)電路在寬范圍輸入電壓場(chǎng)合良好的適用性以及諸多的優(yōu)點(diǎn)，本文對(duì)其設(shè)計(jì)了基于平均電流控制的電壓、電流雙閉環(huán)控制環(huán)路，在該控制方式下雙管Buck-Boost級(jí)聯(lián)電路能夠在寬范圍輸入電壓下獲得穩(wěn)定的輸出電壓，從而降低了燃料電池系統(tǒng)后級(jí)變換器設(shè)計(jì)和優(yōu)化的難度。此外，針對(duì)雙管Buck-Boost變換器在升、降壓兩種工作模式的切換點(diǎn)振蕩問(wèn)題提出了一種簡(jiǎn)單有效的解決方案。最后，通過(guò)PSIM仿真軟件平臺(tái)下的仿真分析以及小功率實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的實(shí)驗(yàn)研究驗(yàn)證了所提采用雙閉環(huán)控制環(huán)路雙管Buck-Boost變換器在寬范圍輸入電壓場(chǎng)合的優(yōu)越性能。

1 雙管Buck-Boost變換器的工作原理

圖1為雙管Buck-Boost變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖，它有三種工作模式：Buck工作模式、Boost工作模式和臨界工作模式。通過(guò)對(duì)輸入、輸出電壓關(guān)系的判斷即可決定電路工作模式，任一時(shí)刻僅有一個(gè)開關(guān)管動(dòng)作，整個(gè)電路始終工作于單管動(dòng)作狀態(tài)。

圖1 雙管Buck-Boost變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topological graph of dual switch Buck-Boost converter

第一種工作模式為Buck電路模式如圖2（a）所示，此時(shí)該變換器的輸出電壓小于其輸入電壓，電路降壓由S1控制開關(guān)管的通斷實(shí)現(xiàn)并且S2開關(guān)管被控制為一直關(guān)斷狀態(tài)；第二種工作模式為Boost電路模式如為圖2（b），此時(shí)該變換器的輸出電壓大于輸入電壓，電路升壓由S2控制開關(guān)管的通斷實(shí)現(xiàn)并且S1開關(guān)管被控制為一直導(dǎo)通狀態(tài)。此外，第三種工作模式為Buck電路和Boost電路的臨界狀態(tài)，即通過(guò)以上兩種變換器工作模式的互補(bǔ)運(yùn)行實(shí)現(xiàn)將寬范圍的輸入電壓轉(zhuǎn)換成穩(wěn)定的輸出電壓，此時(shí)S1開關(guān)管被控制為常導(dǎo)通狀態(tài)而S2開關(guān)管被控制為常關(guān)斷狀態(tài)，能量通過(guò)電感L直接傳遞到輸出側(cè)，其等效電路如圖2（c）所示。

2 控制環(huán)路設(shè)計(jì)以及切換點(diǎn)振蕩抑制方法

為避免雙管Buck-Boost變換器采用單電壓環(huán)控制導(dǎo)致較大幅度的系統(tǒng)輸出電壓波動(dòng)，甚至造成系統(tǒng)不穩(wěn)定運(yùn)行，本文基于平均電流控制策略設(shè)計(jì)了電壓、電流雙閉環(huán)控制環(huán)路，以期實(shí)現(xiàn)雙管Buck-Boost變換器在寬范圍輸入電壓下獲得穩(wěn)定的輸出電壓。平均電流控制通過(guò)引入電感電流來(lái)構(gòu)建電流內(nèi)環(huán)，通過(guò)電流內(nèi)環(huán)更快的反映輸入電壓的波動(dòng)，使得系統(tǒng)在遇到輸入電壓波動(dòng)時(shí)能迅速自調(diào)節(jié)恢復(fù)至穩(wěn)態(tài)［12］?？刂骗h(huán)路設(shè)計(jì)時(shí)采用直接串聯(lián)電阻方法對(duì)電感電流進(jìn)行采樣以得到反映電感電流的電壓信號(hào)VRs，VRs與電壓外環(huán)輸出的輸出電壓誤差信號(hào)進(jìn)行比較產(chǎn)生電流內(nèi)環(huán)輸出信號(hào)VCA，整個(gè)控制系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以及系統(tǒng)設(shè)計(jì)參數(shù)詳見圖3以及表1。

圖2 雙管BuckBoost電路三種工作模式等效電路Fig.2 Three workingmodes equivalent circuits of dual switch Buck-Boost circuit

圖3 工作模式切換的平均電流控制環(huán)路原理圖Fig.3 Schematic diagram of average current control with the automatic variation of workingmodes

表1 系統(tǒng)設(shè)計(jì)參數(shù)Tab.1 System design parameters

2.1 電流環(huán)設(shè)計(jì)

本文采用單零點(diǎn)-單極點(diǎn)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)來(lái)設(shè)計(jì)電路的電流控制環(huán)，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)如圖4所示。當(dāng)輸入電壓為150 V時(shí)變換器電路工作于Buck、Boost模式切換的臨界狀態(tài)，即其輸入電壓和輸出電壓相等。此外，在該輸入電壓下基于Buck變換器電路模型的電流內(nèi)環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)也同樣適用于其他輸入電壓。

圖4 單零點(diǎn)單極點(diǎn)補(bǔ)償器Fig.4 Single-zero single-pole compensator

可得基于Buck變換器電流補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)輸出到電流采樣電阻Rs兩端電壓的傳遞函數(shù)為［12］：

本文所設(shè)計(jì)的電流補(bǔ)償器相關(guān)參數(shù)如表2所示。

表2 電流補(bǔ)償器設(shè)計(jì)參數(shù)Tab.2 Design parameters of current compensator

最終可得所設(shè)計(jì)的單零極點(diǎn)電流內(nèi)環(huán)補(bǔ)償器如式（2），且其幅相特性如圖5所示。

補(bǔ)償后Buck變換器的開環(huán)傳遞函數(shù)為：

圖6為其開環(huán)傳遞函數(shù)的幅頻、相頻特性。由該圖不難看出，該系統(tǒng)具有下降頻率為-40 dB/dec的高頻段從而實(shí)現(xiàn)了其迅速衰減，同時(shí)具有-20 dB/dec穿越0 dB線的中頻段，其相角裕量約為55.3°且截止頻率為17 kHz。綜上所述本文所設(shè)計(jì)的電流補(bǔ)償器達(dá)到了預(yù)期補(bǔ)償效果。

2.2 寬范圍輸入電壓下電流控制器適用性驗(yàn)證

上節(jié)在輸入電壓Vg=150 V條件下以Buck電路為模型設(shè)計(jì)了電流內(nèi)環(huán)補(bǔ)償器，但是還需進(jìn)一步驗(yàn)證在高于150 V時(shí)的Buck電路和低于150 V時(shí)的Boost電路下該電流補(bǔ)償器是否適用。因此，本節(jié)將進(jìn)行深入分析和驗(yàn)證在85 V～450 V的輸入電壓范圍下該電流補(bǔ)償器的適用性。

圖5 電流補(bǔ)償器的幅相特性Fig.5 Frequency characteristics of current compensator

圖6 補(bǔ)償后Buck變換器開環(huán)傳遞函數(shù)幅相特性Fig.6 Frequency characteristics of open-loop transfer function in Buck converter after compensation

8個(gè)輸入電壓值Vg1～Vg8分別為85 V、100 V、150 V、200 V、250 V、350 V、400 V和 450 V，并且對(duì)這8個(gè)不同的輸入電壓均采用第2.1節(jié)所設(shè)計(jì)電流內(nèi)環(huán)補(bǔ)償器進(jìn)行補(bǔ)償，則補(bǔ)償后電流控制系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)為：

式中Gp_boost（s）為Boost變換器電流內(nèi)環(huán)控制對(duì)象的傳遞函數(shù)，其表達(dá)式為：

輸入電壓為Vg1～Vg3時(shí)電路工作于Boost模式，輸入電壓為Vg4～Vg8時(shí)電路工作于Buck模式。圖7為所設(shè)計(jì)的含有電流補(bǔ)償器的電流控制系統(tǒng)在這8個(gè)不同輸入電壓下的開環(huán)幅相特性。從圖7不難看出，不同輸入電壓下經(jīng)電流補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)補(bǔ)償后的電路具有為一簇相互平行曲線的幅頻特性，該幅頻特性具有可迅速衰減的下降率為-40 dB/dec的高頻段，并且其中頻段還以-20 dB/dec穿越0 dB線，而如圖8所示其相頻特性曲線幾乎是重合的。

圖7 補(bǔ)償后的電路的開環(huán)傳遞函數(shù)幅頻特性Fig.7 Amplitude-frequency characteristics of circuit open-loop transfer function after compensation

圖8 補(bǔ)償后電路開環(huán)傳遞函數(shù)的相頻特性Fig.8 Frequency characteristics of compensating circuit open loop transfer function

通過(guò)電流補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)補(bǔ)償后的電路開環(huán)傳遞函數(shù)的幅頻特性在不同輸入電壓下的穿越頻率以及相位裕量對(duì)比詳見表3。由表3可知所設(shè)計(jì)的電流補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)在85 V～450 V的輸入電壓范圍內(nèi)是合理的，能夠使系統(tǒng)獲得良好的高頻抗干擾能力和動(dòng)靜態(tài)特性。

表3 不同輸入電壓下系統(tǒng)開環(huán)參數(shù)對(duì)比Tab.3 comparisons of system open-loop parameters with different input voltage

2.3 電壓外環(huán)設(shè)計(jì)

本節(jié)將2.1節(jié)和2.2節(jié)所設(shè)計(jì)的電流控制內(nèi)環(huán)視為控制對(duì)象的一個(gè)環(huán)節(jié)，從而對(duì)電壓外環(huán)控制器進(jìn)行設(shè)計(jì)。圖9為等效單電壓外環(huán)控制系統(tǒng)框圖，其中Ap（s）為等效功率級(jí)傳遞函數(shù)以及 Gcv（s）為電壓補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)。

圖9 等效單電壓環(huán)控制系統(tǒng)框圖Fig.9 Block diagram of equivalent single voltage loop control system

圖10為由電流控制環(huán)及負(fù)載組成的等效功率級(jí)圖。其中，電壓控制器的輸出電壓是該等效功率級(jí)的輸入信號(hào)，變換器的輸出電壓是該等效功率級(jí)的輸出信號(hào)，而Z（s）為電流控制環(huán)的負(fù)載等效阻抗以及Aif（s）為電流控制環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)。

圖10 等效功率級(jí)圖Fig.10 Diagram of equivalent power stage

圖11為由輸出電容和負(fù)載電阻組成的Buck、Boost變換器的電流內(nèi)環(huán)負(fù)載等效阻抗。由于燃料電池中鋁電解電容的等效串聯(lián)電阻Resr與電容值C的乘積近似為常數(shù)50×10-6～80×10-6。因此在本文設(shè)定其乘積為50×10-6且所設(shè)定的電容C為200μF的條件下可計(jì)算出Resr為0.25Ω。

圖11 電流控制環(huán)的負(fù)載等效阻抗Fig.11 Equivalent load impedance of current control loop

則所設(shè)計(jì)的電流控制環(huán)的負(fù)載等效阻抗為：

則負(fù)載等效阻抗的零點(diǎn)和極點(diǎn)頻率分別為：

電流控制環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)Aif（s）可用雙極點(diǎn)模型近似逼近：

式（9）中ωpi為電流控制環(huán)極點(diǎn)角頻率，ζ為電流控制環(huán)的阻尼比，其取值范圍為1～1.5。取ζ=1時(shí)，等效功率級(jí)傳遞函數(shù)為：

由式（10）可知電壓控制系統(tǒng)需要增加兩個(gè)零點(diǎn)才能抵消具有一個(gè)零點(diǎn)和三個(gè)極點(diǎn)的等效功率級(jí)的全部極點(diǎn)，因此本文的電壓外環(huán)控制器采用雙零點(diǎn)-雙極點(diǎn)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。由上式計(jì)算可知fpv1=fz_z（s）=3.2 kHz，因此將第一個(gè)零點(diǎn)fzv1設(shè)置于負(fù)載極點(diǎn)附近從而使其抵消等效功率級(jí)的ESR零點(diǎn)；同理可計(jì)算出fpv2=fs=100 kHz，因此將第二個(gè)零點(diǎn)fzv2設(shè)置于開關(guān)頻率附近以減小電流環(huán)的極點(diǎn)fzv2=fpi/2=50 kHz對(duì)系統(tǒng)的影響?？紤]到所連燃料電池系統(tǒng)后級(jí)變換器的負(fù)載特性，本文將截止頻率設(shè)定為fcv=fs/4=4kHz作為截止頻率，此時(shí)可得到Kcv=15的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)增益。綜上所述所設(shè)計(jì)的電壓補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)如式（11）為：

可得補(bǔ)償后變換器電路的開環(huán)傳遞函數(shù)為：

圖12為補(bǔ)償后系統(tǒng)的傳遞函數(shù)幅相特性曲線。由圖可知，該傳遞函數(shù)高頻段幅頻特性具有-40 dB/dec的下降斜率，這說(shuō)明系統(tǒng)具有較強(qiáng)的抗干擾能力；而中頻段幅頻特性具有-20 dB/dec的下降斜率，這說(shuō)明系統(tǒng)有足夠的相位裕度；同時(shí)其低頻段幅頻特性具有-20 dB/dec的下降斜率，這說(shuō)明系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差等于零，因此該傳遞函數(shù)的幅頻特性分析可以證明所涉及的電壓控制環(huán)是穩(wěn)定的。

圖12 補(bǔ)償后的系統(tǒng)傳遞函數(shù)幅相特性Fig.12 Frequency characteristics of system transfer function after compensation

2.4 切換點(diǎn)振蕩的抑制方法

本文通過(guò)控制兩路峰峰值相同但幅值不同的同頻率三角波產(chǎn)生兩個(gè)不同的PWM開關(guān)信號(hào)，從而實(shí)現(xiàn)雙管BuckBoost變換器在Buck、Boost兩種工作模式之間的自動(dòng)切換，如圖13所示。

圖13 工作模式自動(dòng)切換原理圖Fig.13 Schematic diagram of automatic variations ofworkingmodes

Triangle2與Triangle1的三角波的峰峰值和頻率均相等，但 Triangle2幅值比 Triangle1大 Vm。通過(guò)Triangle1和Triangle2的三角波信號(hào)與電流環(huán)CA的輸出信號(hào)VCA的交截狀態(tài)進(jìn)行判斷并對(duì)變換器的工作模式進(jìn)行自動(dòng)切換：當(dāng)處于VCA大于Vm的運(yùn)行狀態(tài)時(shí)由于VCA始終比三角波Triangle1大，這使得S1開關(guān)管將控制為一直導(dǎo)通，同時(shí)S2開關(guān)管的通斷由Triangle2的三角波信號(hào)與VCA比較所產(chǎn)生的占空比信號(hào)來(lái)控制，此時(shí)所設(shè)計(jì)的變換器電路工作于Boost模式；當(dāng)處于vCA小于Vm的運(yùn)行狀態(tài)時(shí)，同理，由于VCA始終比三角波Triangle2小，這使得S2開關(guān)管將控制為一直關(guān)斷，同時(shí)S1開關(guān)管的通斷由Triangle1的三角波信號(hào)與VCA比較所產(chǎn)生的占空比信號(hào)來(lái)控制，此時(shí)所設(shè)計(jì)的變換器電路工作于Buck模式。

值得注意的是，在兩種工作模式切換點(diǎn)附近，當(dāng)VCA信號(hào)出現(xiàn)小信號(hào)擾動(dòng)時(shí)會(huì)使電路在切換點(diǎn)附近產(chǎn)生振蕩，使得電路在Buck、Boost兩種工作模式之間來(lái)回不停切換，從而影響電路的正常工作。為抑制切換點(diǎn)振蕩，可將三角波Triangle2上移了一個(gè)ΔV的偏置，即擴(kuò)大臨界工作狀態(tài)的范圍，以犧牲輸出電壓紋波的代價(jià)來(lái)抑制變換器在切換點(diǎn)附近的振蕩。

3 仿真分析

為驗(yàn)證所提采用基于平均電流控制的電壓、電流雙閉環(huán)控制環(huán)路的雙管Buck-Boost變換器在寬范圍輸入電壓場(chǎng)合的性能，在PSIM仿真軟件中建立了仿真模型，系統(tǒng)仿真參數(shù)如表4所示。

表4 仿真參數(shù)Tab.4 Simulation parameters

仿真時(shí)設(shè)定輸入電壓起始值為85 V，在0.05 s時(shí)刻跳躍到450 V，仿真時(shí)間0.1 s。從圖14可知，在輸入電壓階躍時(shí)，電感電流出現(xiàn)了約為3 A的電流尖峰后迅速到達(dá)下一個(gè)穩(wěn)態(tài)，而輸出電壓出現(xiàn)約為2.5 V的擾動(dòng)尖峰后迅速自調(diào)節(jié)恢復(fù)至150 V，系統(tǒng)的輸出電壓具有良好的抗輸入電壓擾動(dòng)特性。

圖14 仿真結(jié)果Fig.14 Simulation results

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

由于實(shí)驗(yàn)室設(shè)備條件有限，僅在實(shí)驗(yàn)室搭建了小功率實(shí)驗(yàn)樣機(jī)對(duì)上述理論分析以及所提方案進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。其中，由自藕調(diào)壓器經(jīng)三相整流橋整流后提供實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的電源輸入電壓，同時(shí)由20Ω的水泥電阻作為負(fù)載，并且，實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證中通過(guò)調(diào)節(jié)自藕調(diào)壓器以使輸入電壓在較寬范圍內(nèi)發(fā)生改變，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)寬范圍輸入電壓的模擬。

實(shí)驗(yàn)所得Buck、Boost兩種工作模式下的PWM比較器所輸出的PWM信號(hào)如圖15（a）、（b）所示，所得實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論分析完全一致。實(shí)驗(yàn)所得輸入、輸出電壓波形如圖15（c）所示，當(dāng)輸入電壓不斷變化時(shí)，示波器所測(cè)得輸出電壓的峰峰值約為300 mV并且紋波較小，而其平均值約為15.4 V，因此該實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了所設(shè)計(jì)的變換器可在輸入電壓變化時(shí)維持其輸出電壓基本恒定不變。通過(guò)小功率原理樣機(jī)的實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了雙管Buck-Boost變換器的雙閉環(huán)控制環(huán)路設(shè)計(jì)的正確性。

圖15 實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.15 Experiment results

5 結(jié)束語(yǔ)

針對(duì)雙管Buck-Boost級(jí)聯(lián)電路在寬范圍輸入電壓場(chǎng)合良好的適用性以及諸多的優(yōu)點(diǎn)，本文對(duì)其設(shè)計(jì)了基于平均電流控制的電壓、電流雙閉環(huán)控制環(huán)路，該控制方案可為該級(jí)聯(lián)電路在燃料電池中的應(yīng)用奠定一定的理論基礎(chǔ)。主要有以下結(jié)論：

（1）采用基于平均電流控制的電壓、電流雙閉環(huán)控制環(huán)路的雙管Buck-Boost級(jí)聯(lián)電路能夠在寬范圍輸入電壓下獲得低紋波、高穩(wěn)定性的輸出電壓，可降低燃料電池系統(tǒng)后級(jí)變換器因輸入電壓不穩(wěn)定而帶來(lái)設(shè)計(jì)和優(yōu)化的難度，并能有效提高整個(gè)燃料電池系統(tǒng)的供電穩(wěn)定性；

（2）針對(duì)雙管Buck-Boost變換器在升、降壓兩種工作模式的切換點(diǎn)振蕩問(wèn)題提出了一種簡(jiǎn)單有效的解決方案，該方案以犧牲輸出電壓紋波的代價(jià)來(lái)抑制變換器在切換點(diǎn)附近的振蕩，可有效改善電路在切換點(diǎn)的工作性能。