基于小信號S參數(shù)的MOSFET射頻功率放大器設(shè)計(jì)*

寧志強(qiáng), 劉太君, 葉 焱, 許高明, 陸云龍

(寧波大學(xué) 信息科學(xué)與工程學(xué)院， 浙江 寧波 315211)

基于小信號S參數(shù)的MOSFET射頻功率放大器設(shè)計(jì)*

寧志強(qiáng), 劉太君, 葉 焱, 許高明, 陸云龍

(寧波大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院，浙江寧波315211)

介紹了如何利用場效應(yīng)管的小信號散射(S)參數(shù)設(shè)計(jì)射頻功率放大器,并采用此設(shè)計(jì)方法，選用場效應(yīng)管，設(shè)計(jì)了一種工作在160 MHz頻段的金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)管(MOSFET)功率放大器。在工作頻段內(nèi)，功率放大器增益大于23 dB，輸入端口的匹配網(wǎng)絡(luò)的回波損耗S11優(yōu)于-19 dB。實(shí)例證明：該設(shè)計(jì)方法仿真簡單，易于實(shí)現(xiàn)，具有重要的工程應(yīng)用價(jià)值。

小信號；S參數(shù)； 射頻功率放大器； MOSFET

0 引 言

射頻功率放大器是各種無線發(fā)射機(jī)的關(guān)鍵單元電路[1]，是整個(gè)系統(tǒng)中功率損耗最大的部分，其功率輸出能力直接影響信號的發(fā)射和傳輸距離。為了獲得更高的輸出功率[2，3]，大部分功耗放往往工作在大信號狀態(tài)，即非線性狀態(tài)[4]。理想情況下，設(shè)計(jì)者應(yīng)該利用晶體管的大信號非線性模型進(jìn)行設(shè)計(jì)，但很多時(shí)候，晶體管的非線性模型很難獲得，器件廠商一般也只提供小信號散射(scattering,S)參數(shù)以及靜態(tài)電流/電壓(I-V)曲線。

本文介紹了一種在沒有大信號非線性模型時(shí)，設(shè)計(jì)功率放大器的方法，即小信號S參數(shù)法。首先根據(jù)器件的靜態(tài)I-V曲線確定大信號負(fù)載線阻抗RL，以此作為晶體管的漏極負(fù)載，以優(yōu)化輸出匹配電路，獲得最大的射頻輸出功率，同時(shí)，也可以優(yōu)化輸入匹配電路，獲得良好的駐波比和增益[5]。通常，為了輸出最大射頻功率，在設(shè)計(jì)時(shí)有意造成一定失配，因此輸出匹配性能比較差，回波損耗比較大。需要注意的是，輸出匹配是對RL進(jìn)行優(yōu)化，而不是對晶體管輸出端口的回波損耗S22進(jìn)行優(yōu)化。

1 小信號S參數(shù)設(shè)計(jì)法

小信號S參數(shù)設(shè)計(jì)流程如圖1所示。

圖1 小信號S參數(shù)設(shè)計(jì)流程

首先，確定功放工作類型和偏置電路。在此基礎(chǔ)上，利用負(fù)載線法確定晶體管的最佳輸出阻抗RL：根據(jù)要求的輸出功率和直流偏置電壓，參考晶體管數(shù)據(jù)手冊給出的靜態(tài)I-V特性曲線，計(jì)算出晶體管的輸出負(fù)載線，從而確定最佳輸出阻抗的實(shí)部。對于A類功放，其負(fù)載線法如圖2所示。根據(jù)負(fù)載線可以得到負(fù)載阻抗值RL

圖2 負(fù)載線方法計(jì)算負(fù)載阻抗值

RL=2(Vb-VS)/Imax

(1)

式中Imax為最大漏極工作電流；Vb為漏極擊穿電壓；VS為晶體管的拐點(diǎn)電壓。進(jìn)一步得到輸出功率Pout為

(2)

如果不考慮封裝寄生元件，得到的輸出阻抗很不精確，進(jìn)一步設(shè)計(jì)的匹配電路通常也不精確。從器件的小信號S參數(shù)提取是一個(gè)直接的、容易實(shí)現(xiàn)的方法。通過優(yōu)化輸出匹配電路，獲得最大的射頻輸出功率。同時(shí)輸入端用小信號S參數(shù)進(jìn)行共軛匹配，以得到較高的增益和良好的駐波特性[6]。以三菱半導(dǎo)體公司的金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)管(metal oxide semiconductor field effect transistor,MOSFET)為例，實(shí)際說明小信號S參數(shù)設(shè)計(jì)功率放大器的方法。

2 MOSFET射頻功率放大器設(shè)計(jì)實(shí)例

根據(jù)工作頻段和輸出功率的要求，設(shè)計(jì)選用了RD07MUS2B晶體管，采用小信號S參數(shù)設(shè)計(jì)了一種頻段為160 MHz的A類MOSFET功率放大器。

2.1 輸出匹配電路設(shè)計(jì)優(yōu)化

根據(jù)元件數(shù)據(jù)手冊，得到RD07MUS2B的靜態(tài)I-V曲線，進(jìn)一步可以計(jì)算最佳負(fù)載阻抗RL為

(3)

為了得到最大的輸出功率，必須對晶體管的匹配電路進(jìn)行優(yōu)化。作為整個(gè)輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的一部分，有必要考慮晶體管的封裝寄生元件[7]。晶體管輸出端的寄生元件參數(shù)主要包括漏—源寄生電容Cds和漏極等效串聯(lián)電感Ld，因此，將寄生元件Cds和Ld加入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)中。簡化后的輸出電路模型如圖3所示，其中，Rd為漏極等效電感的內(nèi)阻。將.S2P文件(將S參數(shù)數(shù)據(jù)拷貝到.txt文件中命名為.S2P文件)導(dǎo)入軟件ADS中，優(yōu)化得到寄生參數(shù)：Cds=0.86 pF，Ld=0.21 nH，Rd=0.605 Ω。

圖3 簡化后的輸出電路模型

根據(jù)所得寄生電容Cds和串聯(lián)電感Ld，進(jìn)行最大輸出功率匹配電路的設(shè)計(jì)。采用集總元件設(shè)計(jì)T型匹配網(wǎng)絡(luò)，圖4和圖5分別為在ADS軟件中設(shè)計(jì)的輸出匹配電路和仿真結(jié)果。S11為匹配網(wǎng)絡(luò)的回波損耗，S21為匹配網(wǎng)絡(luò)的插入損耗[8]。在161 MHz頻率點(diǎn)的時(shí)候，匹配網(wǎng)絡(luò)S11=-29.361 dB，遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于工業(yè)要求的-15 dB，S21接近0 dB，從仿真結(jié)果看出：匹配效果很好，滿足預(yù)期要求。

圖4 輸出匹配電路

圖5 輸出匹配仿真結(jié)果

2.2 輸入匹配電路設(shè)計(jì)優(yōu)化

輸入端的匹配可以提高功放的增益，獲得較好的駐波特性。利用RD07MUS2B數(shù)據(jù)手冊中的小信號S參數(shù)進(jìn)行輸入匹配的設(shè)計(jì)優(yōu)化。為得到最大的輸出功率，匹配網(wǎng)絡(luò)已經(jīng)與最佳負(fù)載阻抗實(shí)現(xiàn)良好的匹配，因此，輸出匹配的電路結(jié)構(gòu)和參數(shù)不需要做微調(diào)。

將已導(dǎo)入.S2P文件的二端口元件(等效晶體管)和設(shè)計(jì)好的輸出匹配電路級聯(lián)，從而獲得晶體管輸入阻抗。用得到的輸入阻抗值設(shè)計(jì)匹配網(wǎng)絡(luò)，同時(shí)采用共軛匹配的方式，以期獲得較高的增益和較好的駐波比。圖6和圖7分別為設(shè)計(jì)優(yōu)化的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)和仿真結(jié)果。在160 MHz頻率點(diǎn)，S11=-35.393 dB，S21很接近0 dB，輸入匹配亦實(shí)現(xiàn)較好的匹配效果。

圖6 輸入匹配電路

圖7 輸入匹配結(jié)果

2.3 整體電路仿真與實(shí)物制作

在前面設(shè)計(jì)輸入輸出匹配電路的基礎(chǔ)上，對整體電路進(jìn)行仿真設(shè)計(jì)，如圖8所示。

圖8 整體電路

為了保證選用的晶體管在其工作頻段內(nèi)處于絕對穩(wěn)定的狀態(tài)，設(shè)計(jì)在晶體管輸入端添加了R1與L3并聯(lián)穩(wěn)定性網(wǎng)絡(luò)，提高了晶體管的穩(wěn)定因子(stabFact)[9]。同時(shí)為了獲得最大輸出功率、較高的增益和較好的增益平坦度，對整體電路進(jìn)行微調(diào)優(yōu)化。優(yōu)化后的仿真結(jié)果如圖9所示。

圖9 整體電路仿真結(jié)果

可以看出：在160 MHz頻率點(diǎn)，穩(wěn)定因子K>1，即功放在該頻點(diǎn)絕對穩(wěn)定。同時(shí)可以看到，優(yōu)化后S11=-27.387 dB，功放增益S21達(dá)到了23.972 dB。

實(shí)際制作出功率放大器，通過矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測得功放S參數(shù)如圖10所示，可以看出：在155～165 MHz頻段，功放增益均大于22.5 dB，回波損耗S11亦均在-10 dB以下，在頻段內(nèi)滿足系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求。

3 結(jié) 論

基于ADS微波設(shè)計(jì)軟件，利用小信號S參數(shù)法設(shè)計(jì)了一種MOSFET射頻功率放大器。ADS仿真的功放增益可以達(dá)到23 dB左右，按照功率放大器的最大輸出功率對整個(gè)電路進(jìn)行優(yōu)化，實(shí)際制作功放的增益有所降低。由測試結(jié)果可以看出 ：在155～165 MHz頻段，功放增益均大于22.5 dB，S11亦均在-10 dB以下。本文設(shè)計(jì)的功放實(shí)際應(yīng)用于船載自動(dòng)識(shí)別搜救發(fā)射器(AIS—SART)中，并具有良好的輸出功率表現(xiàn)。說明射頻功率放大器制作比較成功，滿足系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求。進(jìn)一步證明了利用小信號S參數(shù)設(shè)計(jì)法能很好地提高設(shè)計(jì)效率，避免了繁雜的計(jì)算，對實(shí)際的功放設(shè)計(jì)制作有較好的指導(dǎo)作用。但小信號S參數(shù)設(shè)計(jì)法也具有其局限性，無法直接計(jì)算1 dB壓縮點(diǎn)輸出功率；無法計(jì)算交調(diào)產(chǎn)物。但可以憑測量或者經(jīng)驗(yàn)公式得到這些參量，從而進(jìn)一步對功放進(jìn)行修正微調(diào)。

[1] 黃智偉，王明華，黃國玉．射頻與微波功率放大器工程設(shè)計(jì)[M]．北京：電子工業(yè)出版社，2015．

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[4] 張 瑛，馬凱學(xué)，張長春，等．一種非均勻結(jié)構(gòu)的分布式功率放大器的設(shè)計(jì)[J]．微電子學(xué)，2017，47(2)：172-175．

[5] 邢 靖，孫衛(wèi)忠．基于負(fù)載牽引測試系統(tǒng)的功率管參數(shù)提取[J]．微波學(xué)報(bào)，2009，25(3)：56-63．

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DesignofMOSFETRFpoweramplifierbasedonsmallsignalS-parameters*

NING Zhi-qiang， LIU Tai-jun， YE Yan， XU Gao-ming， LU Yun-long

(FacultyofEngineeringandComputerScience,NingboUniversity,Ningbo315211,China)

In the actual design of radio frequency(RF)power amplifier，the device manufacturers often provide only small-signal scattering(S)-parameters and staticI-Vcurve of a metal oxide semiconductor field effect transistor(MOSFET) transistor．Introduce how to design an RF power amplifier with small signalS-parameters．A MOSFET power amplifier operated at 160 MHz is designed with this design method，where a FET transistor from Mitsubishi is selected．The gain of the power amplifier in the working frequency band is larger than 23 dB，andS11of the input port is prior to -19 dB．The example illustrates that this design method is simple to simulation and easy to implement，which has great value in engineering application．

small signal; scattering(S)-parameters; radio frequency(RF)power amplifer; metal oxide semiconductor field effect transistor(MOSFET)

10.13873/J.1000—9787(2017)11—0093—03

TN 722.7

A

1000—9787(2017)11—0093—03

2017—09—26

國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(61571251，61501272)；浙江省公益技術(shù)應(yīng)用研究項(xiàng)目(2015C34004)

寧志強(qiáng)(1992- )，男，碩士，主要研究方向?yàn)樯漕l功放設(shè)計(jì)、射頻前端、射頻電路。