感性負載條件下IGBT開通過程分析

唐新靈，崔 翔，張 朋，李金元，趙 哿

(1．華北電力大學 新能源電力系統(tǒng)國家重點實驗室，北京 102206；2．全球能源互聯(lián)網(wǎng)研究院，北京 102209)

感性負載條件下IGBT開通過程分析

唐新靈1，崔 翔1，張 朋2，李金元2，趙 哿2

(1．華北電力大學 新能源電力系統(tǒng)國家重點實驗室，北京 102206；2．全球能源互聯(lián)網(wǎng)研究院，北京 102209)

針對IGBT的開通過程中，研究了感性負載條件下IGBT的開通過程中柵極電壓、集電極電流、集射極電壓隨時間變化的特點及其相互關系。詳細闡述了柵極電容隨柵極電壓變化的機理以及柵極平臺電壓產(chǎn)生的機理，分析了驅動電阻對柵極電壓的影響。根據(jù)IGBT開通電流特點，提出用二次函數(shù)來擬合IGBT開通時的集電極電流波形，同時還分析了主回路雜散電感對開通波形的影響。搭建了IGBT動態(tài)開關特性測試平臺，測量結果驗證了本文分析的正確性。

IGBT；感性負載；開通過程

0 引 言

絕緣柵雙極型晶體管(Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT)具有電壓控制、開關速度快以及通態(tài)損耗低等優(yōu)點[1]，被廣泛應用于高壓大容量變頻器[2-4]、直流輸電等領域[5-7]。IGBT芯片經(jīng)歷了由穿通型(Punch Through，PT)、非穿通型(Non Punch Through，NPT)到場終止型(Field Stop, FS)的發(fā)展過程[8]；為了滿足應用需求，IGBT封裝在發(fā)展焊接形式的同時，結合了IGBT與GTO的共同優(yōu)點，發(fā)展了大功率的壓接封裝形式[9,10]。

隨著載流子壽命控制等技術的應用，IGBT關斷損耗得到了明顯改善；此外，大功率IGBT器件內(nèi)部續(xù)流二極管的反向恢復過程，極大地增加了IGBT的開通損耗，因此，IGBT的開通過程越來越引起重視。準確的IGBT開通模型，可以用于仿真分析IGBT在不同工況條件下的開關波形，對器件的開通損耗、可能承受的電氣應力、電磁干擾噪聲等進行評估，為驅動電路進行優(yōu)化提供指導，從而改善IGBT的開通特性[11,12]。

目前廣泛應用的IGBT開關模型主要有解析模型[13]和集總電荷模型[14,15]。解析模型基于雙極輸運方程、大注入假設以及非準靜態(tài)效應，定性地描述了IGBT的開關特性。集總電荷建模的方法是在電極之間建立電容與電荷模型，基于電容充放電的原理，研究開關過程中的電壓與電流關系。上述方法都可以用于IGBT開關建模，但是對于IGBT開通機理缺少詳細地分析，不能描述開通過程中集射極電壓、集電極電流隨柵極電壓變化的關系。

鑒于上述方法的局限性，文獻[16]結合了開通過程中驅動回路的電容充電模型，分階段地分析了IGBT的開通波形，對于理解IGBT開通特性具有重要的意義。但是，文中沒有對每個階段電容的形成原因進行分析，也沒有解釋密勒平臺產(chǎn)生的機理，同時缺少柵極電壓與集射極電壓的相互影響分析。文獻[17,18]也分析了開通過程中集電極電流、集射極電壓與柵極電壓的相互關系，但是都采用的是電路方法，缺少對開通波形產(chǎn)生機理的分析，同樣存在與文獻[16]相似的問題。

本文針對感性負載條件下的IGBT開通過程，從IGBT阻斷狀態(tài)下的空間電荷分布開始分析，研究了IGBT輸入電容隨柵極電壓變化的關系，揭示了柵極電壓密勒平臺形成的機理，分析了驅動電阻對柵極電壓波形的影響。研究了IGBT集電極電流的上升特點；分析了IGBT集射極電壓的下降特點，揭示了回路雜散電感對集射極電壓的影響規(guī)律。最后，搭建了IGBT動態(tài)特性測試平臺，獲得了IGBT開通波形，梳理了開通過程各個階段中柵極電壓、集電極電流、集射極電壓的相互關系；基于實驗測量了不同阻值下的柵極電壓波形、不同回路雜散電感條件下的集射極電壓波形，也對測量所得的開通波形進行了曲線擬合，實驗結果驗證了本文分析的正確性。

1 IGBT基本結構

IGBT芯片橫截面的基本結構如圖1(a)所示。圖中的P+和N+表示集電區(qū)和源區(qū)為重摻雜，N-表示基區(qū)摻雜濃度較低。相對于功率MOSFET而言，IGBT在結構上多了一層P+襯底，即圖1(a)所示的P+集電區(qū)。因此，IGBT在流過電流時，既有少數(shù)載流子參與，也有多數(shù)載流子參與，由于電導調(diào)制效應，IGBT通態(tài)壓降相對于相同結構的MOSFET要低得多。

由圖1(a)可知，單個IGBT元胞內(nèi)包括一個MOSFET，一個PNP晶體管和一個NPN晶體管。PNP晶體管集電極(P基區(qū))與NPN晶體管發(fā)射極(N+源區(qū))之間的電壓降用等效電阻Rs表示，當Rs足夠小時，NPN晶體管的影響可以忽略不計。通常情況下，IGBT的等效電路模型如圖1(b)右圖所示。

圖1 IGBT基本結構及其等效電路Fig.1 IGBT structure and equivalent circuit

2 開通過程中的柵極電壓分析

2.1 關斷狀態(tài)分析

由圖1(a)可知，IGBT內(nèi)部有三個PN結，即P+集電區(qū)和N-基區(qū)之間的PN結J1，N-基區(qū)和P基區(qū)之間的PN結J2，P基區(qū)和N+源區(qū)之間的PN結J3。由于P基區(qū)的厚度相對于整個IGBT的厚度來說，可以忽略不計，因此本文采用一維模型進行分析，如圖2所示。

圖2 關斷狀態(tài)下IGBT耗盡區(qū)電場分布Fig.2 Electric field distribution in space charge area of IGBT during off-state

假設器件承受的阻斷電壓為VR，則N-基區(qū)和P基區(qū)的耗盡區(qū)總寬度為[19]

(1)

式中：Vbi為J2的內(nèi)建電勢；Na為P基區(qū)摻雜濃度；Nd為N-基區(qū)摻雜濃度，且滿足

(2)

考慮到實際摻雜濃度Na?Nd，從而可以得到PN結J2的耗盡區(qū)寬度為

(3)

公式(3)中的Wbcj就是關斷狀態(tài)下IGBT低摻雜基區(qū)耗盡區(qū)的寬度。

2.2 開通延遲過程

2.2.1 IGBT柵極電容組成

圖3 IGBT柵極電容分布Fig.3 Gate capacitance of IGBT

對于IGBT器件，柵極電容包括四個方面電容，如圖3所示：(1)柵極—發(fā)射極金屬電容C1；(2)柵極—N+源極氧化層電容C2；(3)柵極—P基區(qū)電容Cgp，Cgp由C3，C5構成；(4)柵極—集電極電容Cgc，Cgc由C4，C6構成。其中，柵極—發(fā)射極電容(也稱為輸入電容)為Cge=C1+C2+Cgp，柵極—集電極電容(也稱為反向傳輸電容或密勒電容)為Cgc。此外，Cgp隨柵極電壓的變化而變化，Cgc隨IGBT集射極電壓的變化而變化。

2.2.2 柵極電壓對輸入電容的影響

由圖3可知，C5是IGBT中MOSFET結構的MOS電容，該電容是直流柵壓的函數(shù)。對于p型襯底MOS電容，柵極電壓變化時，各個階段的電容特性及其大小如下[18]：

當柵極電壓為負值時，MOS電容開始工作在堆積模式，此時的柵極—P基區(qū)的單位面積電容為

(4)

隨著電壓的增加，逐步形成耗盡區(qū)。耗盡模式下的柵氧化層電容與耗盡層電容是串聯(lián)的，此時柵極—P基區(qū)的單位面積電容為

(5)

柵極電壓繼續(xù)增加，當柵極電壓大于閾值電壓，耗盡寬度達到最大并逐步形成反型層。由于IGBT的開關速度相對較慢，反型層電荷能夠跟上電容電壓的變化，此時的柵極—P基區(qū)電容為

(6)

式中：ξox為柵氧化層介電常數(shù)；tox為柵氧化層厚度；ξs為硅介電常數(shù)；xd為耗盡區(qū)寬度；xdT為反型轉變點時的最大空間電荷寬度。

根據(jù)上述分析，電容Cgp的變化趨勢如圖4所示。因此，Cgp隨著電壓的增加，其電容值先減小，隨著電壓的進一步增加，其大小又逐漸增加，并達到穩(wěn)定值。

圖4 IGBT中MOS溝道電容與柵壓的關系Fig.4 Relationship between MOS channel capacitance and gate voltage in IGBT

2.2.3 開通延時過程中驅動回路等效電路

由于在IGBT集電極電流上升之前，IGBT仍然處于關斷狀態(tài)，柵極電壓的變化量相對于IGBT的阻斷電壓可以忽略不計。因此，柵極電壓的上升過程對于柵極—集電極電容(Cgc)及其電荷量的影響可以忽略不計，因此開通延時階段的充電過程只針對電容C1、C2和Cgp。因此，結合驅動回路的等效電路，可以得到上述充電過程中驅動回路的等效電路如圖5所示，其中Vg為柵極驅動板輸出電壓，Rg為驅動電阻，Cin為驅動板輸出端口電容，Rs和Ls分別為驅動回路寄生電阻和寄生電感。柵極電壓開始上升一段時間后達到閾值電壓，集電極電流開始上升，這個過程也稱之為開通延遲。

圖5 開通延遲過程中的驅動回路等效電路圖Fig.5 Equivalent circuit of gate drive in opening delay

基于上述分析可知，柵極電壓在到達閾值電壓之前，輸入電容并不是恒定值，而是有一個由大逐漸變小，再逐步增大的過程。因此，在IGBT開通過程中，驅動回路并不是給恒定電容充電。圖6給出了變電容情況下柵極電壓上升過程，其中實線為給恒定電容時的電壓曲線，虛線為考慮輸入電容變化時的電壓曲線。

圖6 開通過程柵極電壓上升趨勢Fig.6 Gate voltage rising curve during opening delay

2.3 密勒平臺過程

2.3.1 密勒平臺過程形成機理

柵極電壓在上升到一定值后，會有一個柵極電壓維持水平的階段，這個電壓稱之為密勒平臺電壓。為了便于分析密勒平臺的形成過程，本文對IGBT模型進行了簡化，如圖7所示，圖中C′為開通過程中耗盡區(qū)與中性基區(qū)分界面上的點。

由上一節(jié)分析可知，當柵極電壓大于閾值電壓，IGBT開始通過正向電流。當集電極電流達到最大電流時，續(xù)流二極管反偏，IGBT兩端的電壓Vce迅速降低，耗盡區(qū)迅速縮減，Vds的電壓也隨之降低，而耗盡區(qū)縮減以及電壓Vds降低的過程決定了柵極電壓密勒平臺的形成過程。

圖7 IGBT簡化模型Fig.7 Simplified model of IGBT

耗盡區(qū)消失前，當Vds滿足Vds+VTd>Vgs時，單位面積的柵極—集電極電容為

(7a)

圖8 密勒電容及其所帶電荷分析Fig.8 Miller capacitance and charge distribution

隨著IGBT集射極電壓Vce的減小，當Vds滿足Vds+VTdVgs時，耗盡電容消失，此時的電容模型如圖8(b)所示，單位面積的柵極—集電極電容為

(7b)

隨著中性基區(qū)電導調(diào)制范圍的擴大，Vce進一步減小，且Vds

(7c)

此時的電容模型如圖8(c)所示。圖8(b)和圖8(c)的電容大小一致，兩個圖的區(qū)別在于電容帶電的極性不一樣，這表示了基區(qū)電壓下降時，電容Cgc帶電量變化的過程。上述Vce變化的過程中，驅動回路的等效電路如圖9所示。

圖9 柵極電壓平臺階段驅動回路等效電路圖Fig.9 Equivalent circuit of gate drive during gate voltage plateau

圖9中的柵極—集電極電容Cgc是一個電容值和帶電量都變化的過程，其變化過程不由柵極電壓控制，而是由變化的集射極電壓決定。在這個過程中，驅動回路一直給電容Cgc進行充電，柵極電壓Vg不上升的原因在于電壓Vce一直在減小，這也是密勒平臺形成的直接原因，這個過程中驅動回路只給Cgc電容充電，驅動回路的等效電路如圖9所示。

在Vce下降后，米勒平臺繼續(xù)維持的原因在于此時的載流子濃度在持續(xù)增加，因此電容值也在增加，從而柵極電壓仍然維持在密勒平臺電壓。

2.3.2 柵極電壓由上升過程到密勒平臺的過渡

根據(jù)上述分析可知，IGBT開通以后，驅動回路給輸入電容充電，柵極電壓逐步上升。當IGBT開通后，電流達到最大值，續(xù)流二極管承受反向電壓，此時IGBT耗盡區(qū)寬度急劇降低。耗盡區(qū)寬度減小的過程對應于圖8(a)電容放電的過程。

考慮到驅動回路電阻不為零，如果驅動回路的充電速度跟不上電容Cgc的放電速度，那么電容C1、C2以及Cgp會在耗盡區(qū)迅速縮小的短暫時間內(nèi)向Cgc充電，從而導致柵極電壓會有略微降低，如果Cgc的值較大，當驅動回路滿足一定條件時[20]，甚至有可能引起柵極電壓的振蕩。

耗盡區(qū)消失后驅動回路繼續(xù)給電容Cgc充電。這個過程中，隨著基區(qū)電導調(diào)制區(qū)的擴大，Vds的值繼續(xù)降低，柵極電壓基本保持不變。

2.4 柵極電壓繼續(xù)上升過程

柵極電壓平臺階段結束后，驅動回路繼續(xù)給Cgs和Cgc同時充電，柵極電壓開始上升。此時單位面積的柵極—集電極電容為

(8)

圖10 驅動回路等效電路圖Fig.10 Equivalent circuit of gate drive

在這個階段，輸入電容包括四個部分：(1)柵極—發(fā)射極金屬電容C1；(2)柵極—N+源極氧化層電容C2；(3)柵極—P基區(qū)電容C3；(4)柵極—集電極電容C4；充電的等效電路如圖10所示。因此，在這個階段中，電壓上升的速度要慢于開通延遲階段。

2.5 驅動電阻對柵極電壓波形的影響

上述分析了IGBT在開通過程中柵極電壓的變化過程，并給出了對應的等效電路。根據(jù)上述分析，由圖5、在給柵極電容充電的階段，驅動電阻的值越小，時間常數(shù)越小，從而柵極電壓上升越快，開通延遲的時間越短。由圖9可知，驅動電阻越小，相同的柵極平臺電壓值，平臺持續(xù)時間也越短。由圖10可知，驅動電阻越小，平臺電壓之后，上升到最大柵極電壓的時間也越短。

3 開通過程中的集電極電流分析

3.1 開通電流

柵極電壓小于開通閾值電壓之前，IGBT處于關斷狀態(tài)；柵極電壓一旦大于閾值電壓，N+源區(qū)的電子通過MOS溝道流向N-基區(qū)，集電極電流開始上升。由于此時耗盡區(qū)仍然存在，因此根據(jù)圖7所示的模型，可知

其中

那么此時流過MOSFET的電流，也就是IGBT的集電極電流為

(9)

由于集電極電流上升速度極快，因此在集電極電流由零上升到負載電流這一短時間內(nèi)，柵極電壓可以近似認為是線性增長，從而IGBT集電極電流在到達負載電流之前，可以認為IGBT集電極電流曲線為二次函數(shù)曲線，即

(10)

其中a由芯片參數(shù)以及功率回路參數(shù)、驅動回路參數(shù)共同決定。

3.2 二極管反向恢復過程

IGBT集電極電流過沖與續(xù)流二極管的反向恢復過程相對應。IGBT集電極電流持續(xù)增大的過程中，續(xù)流二極管中的少子濃度逐漸降低，反偏電流密度梯度也逐漸減小。當續(xù)流二極管達到反偏電流的最大值，二極管中耗盡區(qū)邊緣少子濃度達到熱平衡濃度。此后，二極管進入反向恢復階段，此時的IGBT集電極電流特性更多地取決于續(xù)流二極管的反向恢復特性，因為這個過程中需要將二極管中余下的過剩載流子移除，且耗盡區(qū)的電勢降大小為反偏電壓值。通常情況下，為了使二極管快速關斷，需要有較大的反偏電流和較小的少子壽命。

4 開通過程中的集射極電壓分析

4.1 集射極電壓下降過程分析

理想條件下，不考慮回路中的雜散電感和電阻，當續(xù)流二極管的電流達到最大反向電流時，二極管開始承受反向電壓，此時IGBT兩端的電壓急劇下降。IGBT集射極電壓下降包括兩個階段，第一個階段類似于MOSFET開通機理，耗盡區(qū)迅速消失，電壓急劇下降，如圖11所示的UCE_MOSFET階段；第二個階段是過剩載流子在基區(qū)內(nèi)擴散，電導調(diào)制區(qū)擴大，中性基區(qū)壓降減小過程，如圖11所示的UCE_BJT階段。由于載流子擴散的速度遠遠慢于耗盡區(qū)消失的速度，因此這個階段的電壓衰減非常緩慢。

圖11 理想條件下IGBT開通電壓波形Fig.11 Ideal turn-on voltage waveforms of IGBT

4.2 雜散電感對電流上升階段Vce的影響

感性負載雙脈沖測試電路如圖12所示，負載電感足夠大，在開通過程中，負載電感的電流大小基本不變。理想條件下，續(xù)流二極管承受反向電壓時，IGBT集射極電壓開始下降。

圖12 感性負載條件下IGBT開通測試電路Fig.12 Circuit for IGBT inductive turn-on

但是，實際工況條件下，主回路中存在一定的雜散電感。因此，在集電極電流上升過程中，二極管處于正向大電流偏置狀態(tài)，其通態(tài)壓降可以忽略不計，從而可以得到如下關系式：

(11)

式中：Vce為IGBT器件集射極電壓；Ls為主回路雜散電感；ic為IGBT的集電極電流；Vdc為直流母線電壓。因此，從電流上升的時刻開始，IGBT器件兩端的電壓就低于直流母線電壓。即

(12)

結合式(16)可以得到

(13)

由上式可知，集電極電流上升過程中，集射極電壓近似線性下降；且雜散電感越大，集射極電壓下降速度越快。

5 實驗結果

5.1 測試平臺

為了驗證本文分析的正確性，基于如圖12所示的電路原理，搭建了如圖13所示的壓接式IGBT動態(tài)參數(shù)測試平臺。被測IGBT為WESTCODE公司的T0600TB45A(4.5 kV/600 A)，施加在IGBT上的機械壓力大小為10 kN，壓力誤差為5%。續(xù)流二極管采用的是DYNEX公司的IGBT模塊，型號為DIM800NSM33-A00，實驗溫度為室溫。

示波器型號為TekTronix DPO4104B，帶寬1 GHZ，采樣率5 GS/s；柵極電壓探頭型號為TPP0500，帶寬500 MHz，探頭延時5.3 ns；集射極電壓探頭型號為THDP0100，帶寬100 MHz，探頭延時16.7 ns；電流探頭的采用PEM羅氏線圈，帶寬12 MHz，探頭延時30.2 ns。在對IGBT進行測試前需要對電壓、電流探頭進行延時補償，保證測量的準確性。

圖13 壓接型IGBT測試平臺Fig.13 Test platform for Press Pack IGBT

5.2 測試結果與分析

使用圖13所示的測試平臺，可以測量得到IGBT的開通波形如圖14所示，并將圖中的IGBT開通過程分為5個階段。其中VG(off)為關斷狀態(tài)的負柵極電壓，VG(on)為開通狀態(tài)的正柵極電壓。VGE為柵極實時測量電壓，VG(th)為IGBT開通閾值電壓，VDC為直流母線電壓，IL為負載電流，IRR為二極管反向恢復最大電流，IC為IGBT集電極電流，VCE為IGBT集射極電壓。

圖14 IGBT開通電流波形Fig.14 IGBT turn-on waveforms

階段1：開通延遲階段

在這個階段中，驅動回路給輸入電容充電，柵極電壓逐步增加，當柵極電壓到達閾值電壓以后，IGBT開通，集電極電流開始增加。需要指出的是，階段1所示虛線圓圈內(nèi)的柵極電壓有一個斜率增加的過程，對應于柵極電壓在上升的過程中，柵極輸入電容變化的過程。

階段2：電流上升階段

在這個階段中，MOSFET溝道導通，由于電流上升速度非?？欤虝r間內(nèi)柵極電壓近似線性增長。當集電極電流IC小于負載電流時，IC可以用開口向上的二次函數(shù)擬合，此時的集射極電壓隨著集電極電流的增加而線性減小。

階段3：集射極電壓迅速下降過程

當IGBT集電極電流IC大于峰值電流IL+IRR以后，續(xù)流二極管承受反向電壓，電流迅速減小，從而IGBT的電流也迅速減小。

續(xù)流二極管在承受反向電壓以后，IGBT的集射極電壓迅速降低，耗盡區(qū)也迅速消失。耗盡區(qū)縮小的過程引起了柵極—集電極電容及其所帶電荷量的迅速變化，如第二節(jié)所分析，柵極電壓從而進入密勒平臺階段。

值得注意的是，從第2階段到第3階段，由于集射極電壓的迅速下降，柵極電壓Vge有一個電壓跌落的過程，這與2.3.2節(jié)的分析基本一致。

階段4：柵極平臺階段

這個階段的特征之一是IGBT電流的衰減過程，這由續(xù)流二極管的反向恢復特性決定。其次，IGBT集射極電壓VCE繼續(xù)減小，這是由于開通后IGBT內(nèi)電導調(diào)制區(qū)的擴大所引起。在這個過程中，靠近柵極側的中性基區(qū)電勢Vds不斷降低，柵極電壓的值基本不變。

階段5：柵極電壓繼續(xù)上升階段

這個過程中，驅動回路繼續(xù)給柵極電容充電，IGBT集射極電壓基本達到穩(wěn)定通態(tài)壓降，IGBT集電極電流等于負載電流。

5.3 驅動電阻對柵極電壓的影響

為了驗證本文第二節(jié)中，驅動電阻對柵極電壓的影響分析，對不同驅動電阻條件下的柵極電壓波形以及IGBT集電極電流波形進行了比較，如圖15所示。

圖15 驅動電阻對開通波形的影響Fig.15 Turn-on waveforms under different gate resistance

由圖15(a)可知隨著驅動電阻的增加，柵極電壓上升的速度減小，柵極平臺電壓持續(xù)時間增加；平臺電壓過程結束后，柵極電壓上升的速度更慢。圖中虛線圓圈內(nèi)，表明柵極電壓上升速度的變化，驗證了本文中對柵極—發(fā)射極電容分析的正確性。由圖15(b)可知，隨著驅動電阻的增加，電流開通延遲時間增加，上升速度變慢，但是開通電流過沖更小。

5.4 IGBT開通電流波形的擬合

針對圖14所示的IGBT開通電流波形，選取電流0Iload時，電流變化率取決于續(xù)流二極管。得到擬合結果如圖16所示，其中δt是示波器兩個采樣點之間的時間間隔，t為截取開通波形的小段時間。圖中Ic指的是實際電流波形，Ic1指一次函數(shù)擬合結果，Ic2指二次函數(shù)擬合結果，依此類推。由圖16可知，開通電流波形并不是線性增長，一次函數(shù)擬合得到的曲線不能夠描述IGBT開通時集電極電流特性。

對于各個階次的擬合，其擬合結果與實際測量電流的誤差如圖17所示。由圖17可知，線性函數(shù)擬合結果存在很大的誤差，二次函數(shù)擬合基本可以描述開通的集電極電流波形，三階及以上的高階次多項式擬合，可以達到較高的精度。因此，本文所提出的二次函數(shù)擬合方法可以較為準確地描述IGBT開通電流波形。

圖16 開通波形擬合Fig.16 Fitting curves of turn on current

圖17 擬合誤差Fig.17 Relative error of fitting curves

5.5 回路雜散電感對開通電壓的影響

為了研究雜散電感對IGBT開通過程中集射極電壓的影響，測量了IGBT器件在不同回路雜散電感條件下的開通波形，測量結果如圖18所示。

由圖18可知，相同驅動條件下，隨著主回路雜散電感Ls值的增加，IGBT器件開通電流上升速度略有減小。但是，集射極電壓下降的速度卻非常明顯，且平臺電壓的值更低。因此，雜散電感對于集射極電壓降低起到了非常重要的作用，這與本文分析的結論相一致。同時，由圖18可以得知，主回路雜散電感的值越大，IGBT的開通損耗越低。

圖18 雜散電感對開通過程集射極電壓的影響Fig.18 Collector-emitter voltage under different stray inductances

6 結 論

本文針對IGBT開通過程中的物理機理，分析了IGBT在感性負載條件下的開通過程，梳理了柵極電壓、集電極電流、集射極電壓的相互關系，并得到如下結論：

(1)柵極電壓達到閾值電壓之前，隨柵極電壓的升高，柵極—發(fā)射極電容Cge先減小，后增大。

(2)密勒平臺形成的原因在于集射極電壓降低引起的電容和帶電量發(fā)生變化。

(3)驅動電阻越小，柵極電壓上升越快，開通延遲時間越短，勒平臺持續(xù)時間越短。

(4)IGBT集電極電流線性擬合誤差較大，可以采用二次函數(shù)進行擬合。

(5)主回路雜散電感越大，IGBT開通過程中集射極電壓初始下降速度越快，IGBT的開通損耗越小。

[1] FILSECKER F, ALVAREZ R, BERNET S. Comparison of 4.5-kV press pack IGBTs and IGCTs for medium-voltage converters[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics，2013，60(2)：440-449.

[2] 于華龍，魯挺，姬世奇，等. 高壓IGBT串聯(lián)均壓控制電路閾值電壓設計方法[J]. 中國電機工程學報，2016,36(5)：1357-1365.

[3] 孟慶云，晏明，潘啟軍，等. 一種適用于大容量重點鉗位型三電平逆變器的絕緣柵雙極型晶體管吸收電路研究[J]. 中國電機工程學報，2016,36(3)：755-764.

[4] 丁杰，張平. IGBT水冷散熱器實驗與仿真[J]. 華北電力大學學報(自然科學版)，2015,42(1)：97-103.

[5] ASPLUND G, ERIKSSON K, SVENSSON K. DC Transmission based on voltage source converters[C]//CIGRE SC14 Colloquium, South Africa, 1997:1-7.

[6] SANO K, TAKASAKI M. A surgeless solid-state DC circuit breaker for voltage-source-converter-based HVDC systems[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2014， 50(4)： 2690-2699.

[7] 徐延明，趙成勇，徐瑩，等. IGBT模塊電氣模型及實時仿真研究[J]. 華北電力大學學報(自然科學版)，2016,43(2):8-16.

[8] VOLKE A, HORNKAMP M. IGBT Modules[M]. Munich: Infineon Technologies AG, 2012:46-49.

[9] SHIGGEKANE H, KIRIHATA H, UCHIDA Y. Developments in modern high power semiconductor devices[C]//Proceedings of the 5thInternational Symposium on Power semiconductor Devices and ICs, 1993:16-21.

[10] EICHER S, RAHIMO M, TSYPLAKOV E, et al. 4.5kV press pack IGBT designed for ruggedness and reliability[C]//Proceedings of the 39thIAS Annual Meeting on Industry Applications Conference, Oct.2004: 1534-1539.

[11] 孟進，馬偉明，張磊，等. 基于IGBT開關暫態(tài)過程建模的功率變流器電磁干擾頻譜估計[J]. 中國電機工程學報，2005，25(20)：16-20.

[12] HEFNER A R. Analytical modeling of device-circuit interactions for the power insulated gate bipolar transistor (IGBT)[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 1990，26(6)：995-1005.

[13] HEFNER A R, BLACKBURN D L. An analytical model for the steady-state and transient characteristics of the power insulated-gate bipolar transistor[J]. Solid-State Electronics, 1988, 31(10):1513-1532.

[14] BUDIHARDJO I, LAURITZEN P O. The Lumped-Charge power MOSFET model, including parameter extraction[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 1995,10(3)：379-387.

[15] LAURITZEN P O, ANDERSEN G K, HELSPER M. A basic IGBT model with easy parameter extraction[C]//in Proc. PESC, Vancouver, BC, Canada, Jun.2001：2160-2165.

[16] BRYANT A T, LU Liqing, SANTI E, et al. Modeling of IGBT resistive and inductive turn-on behavior[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2008，44(3)：904-914.

[17] GRBOCIC P J, GRUSON F, IDIR N, et al. Turn-on Performance of reverse blocking IGBT (RB IGBT) and optimization using advanced gate driver[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2010,25(4)： 970-980.

[18] FENG H, YANG W, ONOZAWA Y, et al. Transient turn-on Characteristics of the Fin p-Body IGBT[J]. IEEE Transactions on Electron Devices, 2015,62(8)： 2555-2561.

[19] Donald A. Neamen. 半導體物理與器件[M]. 北京：電子工業(yè)出版社，2013：280-282.

[20] 鄧夷，趙爭鳴，袁立強，等. 適用于復雜電路分析的IGBT模型[J]. 中國電機工程學報，2010,39(9)： 1-7.

Analysis on IGBT Turn-on Transient Under Inductive Load

TANG Xinling1, CUI Xiang1, ZHANG Peng2, LI Jinyuan2, ZHAO Ge2

(1． State Key Laboratory of Alternate Electrical Power System With Renewable Energy Sources， North China Electric Power University，Beijing 102206, China; 2．Global Energy Interconnection Research Institute，Beijing 102209, China)

In the turn-on process of insulated gate bipolar transistor (IGBT), under the inductive load condition, the gate voltage, collector current and emitter voltage vary with time, and the changing characteristics and their relationships are analyzed in this paper. A detailed description of mechanism of gate voltage-dependent gate capacitance and generation mechanism of gate voltage plateau is given in this paper and the influence of driving resistance on gate voltage is analyzed. A quadratic function is proposed to fit collector current curve based on the characteristic of collector current during the turn-on transient. The impacts of stray inductance in major circuit on turn-on waveforms are studied. Experimental results of IGBT dynamic switch characteristics test platform verified the accuracy of the analysis in this paper.

IGBT; inductive load; turn-on transient

10.3969/j.ISSN.1007-2691.2017.02.05

2016-08-26.

國家重大科技專項02專項(2015ZX02301).

TM 85

A

1007-2691(2017)02-0033-09

唐新靈(1988-)，男，博士研究生，研究方向為電力系統(tǒng)自動化技術，柔性直流輸電用大功率半導體器件研究；崔翔(1960-)，男，教授，博士生導師，研究方向為電力系統(tǒng)電磁環(huán)境和電磁兼容。