4 kW電動汽車車載充電機的研究與實現(xiàn)

劉紅麗，馬正來，聶鵬

（武漢理工大學自動化學院，湖北 武漢 430070）

4 kW電動汽車車載充電機的研究與實現(xiàn)

劉紅麗，馬正來，聶鵬

（武漢理工大學自動化學院，湖北 武漢 430070）

研究分析了電動汽車車載充電機的基本原理，提出了采用兩級變換結構的車載充電機設計方案。前級變換器采用Boost型有源功率因數(shù)校正電路，以提高功率因數(shù)和減小總諧波失真；后級變換器采用移相全橋零電壓開關逆變電路，以實現(xiàn)電氣隔離和DC/DC轉換。依據(jù)此方案設計一款4 kW車載充電機，樣機測試結果表明：前級Boost型有源功率因數(shù)校正電路功率因數(shù)大于0.99，總諧波失真不超過4.5%；后級移相全橋零電壓開關逆變電路滿載效率大于95%，并提供寬的輸出電壓范圍。

車載充電機；有源功率因數(shù)校正；移相全橋；零電壓開關；諧波失真

隨著當今高新技術的快速發(fā)展和機動車輛越來越多，能源與環(huán)境問題也越來越突出，電動汽車以優(yōu)越的環(huán)保與節(jié)能特性，成為各國研究與開發(fā)的熱點。然而電動汽車充電機是電動汽車研究和開發(fā)中不可或缺的一部分，其功能主要是把電網(wǎng)能量轉化為電動汽車蓄電池可以存儲的能量。然而電動汽車充電機的分類方法有很多種，總體上可以分為車載充電機與非車載充電機。車載充電機是安裝在電動汽車上，采用交流電或車載電源對蓄電池組進行充電的裝置；非車載充電機安裝在固定公共場所，可以對多種電池進行充電，但功率、體積較大［1］。由于車載充電機是按照車載蓄電池種類進行設計的，采用結構簡單、控制方便的接觸式充電器，具有較強的針對性，對電動汽車實現(xiàn)商業(yè)化、產(chǎn)業(yè)化和大規(guī)模推廣至關重要。因此，本文設計一款性能優(yōu)越的車載充電機對電動汽車的發(fā)展具有十分重要的意義。

1 車載充電機整體設計方案

車載充電機結構框圖如圖1所示，車載充電系統(tǒng)主要包括車載充電機和蓄電池組2部分。其中，車載充電機設計時采用二級變換拓撲結構，前級AC/DC模塊采用Boost型APFC有源功率因數(shù)校正，實現(xiàn)輸入電流跟蹤輸入電壓，提高功率因數(shù)和減小輸入電流諧波對電網(wǎng)的影響，并為后級電路提供穩(wěn)定的高壓直流電；后級DC/DC模塊采用隔離式移相全橋LLC逆變電路，開關器件實現(xiàn)零電壓導通與關斷，從而提高了功率變換的效率，除此之外，還為蓄電池組提供一個寬輸出電壓范圍、低紋波等高質(zhì)量的直流電。車載充電機主要由主功率、控制與保護和輔助管理3部分構成。這3個部分協(xié)調(diào)工作，實現(xiàn)把市電轉換成滿足蓄電池充電要求的穩(wěn)定直流電。

圖1 車載充電機結構框圖Fig.1 The architecture of electric vehicles′charger

為了驗證電動汽車車載充電機設計方案的合理性，以鋰電池組為充電對象，設計了1臺4 kW的試驗樣機，要求達到的性能參數(shù)如下：1）車載充電機整機參數(shù)為：額定輸入電壓AC 85～265 V，額定頻率45～65 Hz，功率因數(shù)≥0.98，滿載效率≥92%，額定功率4 kW；2）AC/DC技術參數(shù)為：工作頻率60 kHz，功率因數(shù)≥0.98，滿載效率≥97%，輸出電壓DC 380～400 V；3）DC/DC技術參數(shù)為：工作頻率30 kHz，滿載效率≥95%，輸出電壓DC 60～90 V。

2 車載充電機硬件電路設計

2.1 主功率電路設計

車載充電機的主電路如圖2所示，車載充電機主功率部分主要由雙向EMI，Boost型APFC電路和移相全橋ZVS主電路組成。單相輸入交流電首先經(jīng)過雙向EMI濾波；然后在Boost型APFC電路的作用下，將AC 85～265 V的交流電整流成穩(wěn)定輸出的直流400 V電壓，并為后級提供直流輸入；最后由移相全橋LLC主電路將直流電壓400 V轉化成蓄電池組充電可以接受的高精度直流電壓，并通過DSP控制器實現(xiàn)恒壓限流和恒流限壓的二段式充電方式。

圖2 車載充電機主電路圖Fig.2 The schematics of electric vehicles′charger

2.1.1 Boost型APFC電路

1）Boost型APFC電路是一種典型的前級PFC電路，其電路結構簡單，元器件較少，具有總諧波失真小、高功率因數(shù)等特點，在AC/DC中被普遍采用。本文在典型PFC電路基礎上，做了一些改進：1）在升壓電感L之后設置了平滑電感，平滑開關器件S在關斷瞬間因自身寄生電感產(chǎn)生Ldi/dt過電壓，避免開關器件因過電壓而被擊穿；2）開關器件采用并聯(lián)均流，減小開關器件的電流應力和降低成本；同時，為了實現(xiàn)車載充電機的小型化，減小電感體積與導線尺寸，這里采用60kHz工作頻率。

AC/DC模塊中每部分的功能為：1）為了防止充電電流過大而損害充電裝置，限流熔斷器設置在交流電輸入端；2）雙向EMI（electro-magnetic interference）抑制電路由X電容、Y電容和共模電感組成，主要為了防止電網(wǎng)與充電機之間的諧波相互影響；3）壓敏電阻和軟啟動電路設置在整流橋前端，主要為了防止由自啟動和雷電浪涌過電壓、過電流損害后級電路；4）Boost型APFC電路設置在整流濾波電路后，該電路采用ACMC平均電流控制模式強迫輸入電流跟蹤輸入電壓，從而實現(xiàn)較高的功率因數(shù)和減小輸入電流諧波成分，并為后級DC/DC模塊提供一個穩(wěn)定可靠的直流電壓。

Boost型APFC電路的工作原理為：首先輸入交流電源經(jīng)整流橋整流濾波，接著進行基于Boost電路的DC/DC功率變換，最后通過對開關器件Q進行合理控制，實現(xiàn)輸入電流平均值波形呈現(xiàn)正弦化，并使其跟蹤全橋整流后的電壓波形，實現(xiàn)高功率因數(shù)，同時維持直流輸出電壓穩(wěn)定。在Boost型APFC電路中，為了使輸入電流波形與整流橋整流后的電壓波形同相位，設定控制回路內(nèi)環(huán)為電流內(nèi)環(huán)；為了使其輸出電壓穩(wěn)定和紋波電壓小，設定其控制回路外環(huán)為電壓外環(huán)［8］。其控制功能采用電流連續(xù)型控制芯片L4981AD實現(xiàn)。

2.1.2 移相全橋ZVS主電路

移相全橋ZVS主電路與其他隔離型DC/DC變換器相比具有輕載下電壓調(diào)節(jié)性能優(yōu)異；開關器件實現(xiàn)零電壓開關（ZVS），減小開關損耗；沒有二極管反向恢復損耗；輸出二極管上的電壓應力低；LC濾波器設計簡單等特點。

移相全橋ZVS主電路由以下幾部分組成：1）直流電壓源和全橋變換網(wǎng)絡，提供一個高頻交流方波電壓；2）諧振電感Lr，在開關管開通時刻，諧振電感與諧振電容進行諧振，使開關管兩端的電壓為零，從而實現(xiàn)零電壓開通，減少開關管開通時的開關損耗，以達到提高直流電源效率的作用；3）隔直電容Cb，抑制移相全橋變換器中高頻方波電壓中的直流分量，避免高頻變壓器磁芯飽和而導致移相全橋變換器不能正常工作；4）高頻變壓器，變比為K=n1/n2，其作用是電氣隔離與降壓；5）全波整流器，將交流方波整成直流方波；6）LC濾波器，濾除直流輸出電壓中的高頻紋波成分，以達到提高輸出電壓的精度；7）雙向EMI抑制器，抑制充電機與蓄電池組之間諧波的相互影響。

移相全橋ZVS主電路的控制方式為：Q1和Q2，Q3和Q4均輪流導通，各導通180°，但Q1和Q4，Q2和Q3不同時導通，Q1，Q2均在Q4，Q3之前導通，它們之間的相差的角度稱為移相角α。

移相全橋ZVS主電路工作原理為：通過對開關器件Q1，Q2，Q3，Q4的控制，在A，B兩點得到交流方波電壓Vin，然后在高頻變壓器的降壓與隔離后，在變壓器次級得到交流方波電壓Vin/K，接著再通過D1，D2組成的全波整流后，生成的直流方波電壓Vin/K，最后經(jīng)過LC濾波電路將直流方波電壓中的高頻紋波濾除，得到一個穩(wěn)定的直流電壓V0=DVin/K，占空比D=2Ton/Ts，Ton為導通時間，Ts為開關周期。通過調(diào)節(jié)占空比D來控制輸出電壓的大小。

2.2 控制及保護單元設計

控制與保護單元根據(jù)采集到的電壓和電流信號對主電路中開關器件的合理控制，從而實現(xiàn)充電機對蓄電池組進行高效、智能的充電與保護控制?？刂婆c保護單元主要由以下幾部分組成：

1）輸入交流電壓電流檢測與保護電路，通過電阻分壓網(wǎng)絡對輸入電壓、電流的有效值進行檢測，并將檢測信號送至APFC控制器，一旦檢測到輸入過電壓或欠壓，通過窗口比較器電路產(chǎn)生控制信號使APFC控制器關閉；

2）APFC電路中輸出直流電壓電流檢測與保護電路，運用電阻分壓網(wǎng)絡對輸出直流電壓進行檢測，由錳銅絲構成的采樣電阻對Boost型APFC主電路中電感電流進行檢測，并將檢測信號送至APFC控制器，產(chǎn)生PWM波對開關器件S的進行控制，從而實現(xiàn)輸出穩(wěn)定的高壓直流電；

3）DSP控制器，將采集到的輸出電壓、電流信號送至DSP控制器，產(chǎn)生相應的PWM波對全橋開關器件Q進行控制；

4）輸出直流電壓電流檢測與保護電路，運用電阻分壓網(wǎng)絡和貼片電阻R003分別對輸出電壓和輸出電流進行檢測，并將檢測信號送至DSP控制器中，一旦檢測到過流信號將使DSP控制器關閉。

2.3 輔助管理單元設計

輔助管理單元主要負責整個系統(tǒng)本身的運行能量供給，充電機與蓄電池組BMS的通信，以及電動汽車上人機交互界面相關的顯示。輔助管理單元由以下幾部分組成：

1）輔助電源需要為系統(tǒng)提供如24 V，15 V，5 V，3.3 V，1.8 V等多種壓值供電電源，為了減小成本和體積，選擇控制芯片為UCC3817的Fly-back反激式拓撲結構，并工作在電流連續(xù)模式CCM；

2）CAN-BUS通信主要是充電機與BMS之間的通信，實現(xiàn)對BMS電池特性進行實時監(jiān)測，從而選擇最優(yōu)的電池充電曲線，實現(xiàn)對電池進行高效快速充電；

3）人機交互接口，是將DSP控制器中采集的蓄電池組相關變量通過外接存儲器接口外掛EEPROM實現(xiàn)與電動汽車上的人機交互界面連接，實現(xiàn)控制系統(tǒng)與用戶之間的信息交換，提高了管理系統(tǒng)的適應性和可擴展性。

3 車載充電機控制系統(tǒng)

3.1 車載充電機的充電方式

在保證電動汽車充電快速、效率高的前提下，為了縮短研發(fā)周期與降低設計難度，本文采用兩段式智能充電方法，即恒壓限流和恒流限壓。該方法既保留了恒壓充電的快速性、高效性，又避免了初期充電電流過大和后期過沖的缺點。

3.2 移相全橋PWM產(chǎn)生機理

通過對移相全橋中4路PWM信號分析，選用ΤMS320F2812作為DSP控制器，因為其包含2個事件管理器A和B（EVA和EVB），且其比較單元（CMP）可產(chǎn)生16路PWM信號，及EVA和EVB各8路，滿足移相全橋控制要求，因此本文選用其比較單元（CMP）來產(chǎn)生移相全橋PWM波。

圖3為PWM算法流程圖，通過對ΤMS320F2812中定時器/計數(shù)器（GP1）工作模式的設置，在GP1的周期中斷和下溢中斷中快速改變比較寄存器中的比較值，就可產(chǎn)生滿足移相全橋控制的PWM波形。

圖3 PWM算法流程圖Fig.3 Flow chart of PWM algorithm

除此之外，為了避免同一橋臂上下MOS管出現(xiàn)“直通”短路的現(xiàn)象，以橋臂Q1和Q2為例進行說明。Q1中PWM1波形下降沿與Q2中PWM2波形上升沿有重疊部分，使電路短路電流過大而燒壞MOS管，為了使“直通”現(xiàn)象在移相全橋控制系統(tǒng)中不會發(fā)生，必須對同一橋臂上下PWM波的死區(qū)時間進行合理控制。

4 樣機研制與測試結果

根據(jù)車載充電機的設計方案設計了1臺4 kW的車載充電機進行實驗驗證。

在前級Boost型APFC電路中，所取得的波形如圖4～圖6所示。

圖4 APFC輸入電壓電流波形Fig.4 The waveforms of input voltage and current in APFC circuit

圖5 APFC輸出電壓波形Fig.5 The waveform of output voltage in APFC circuit

圖6 APFC輸出電壓紋波Fig.6 The ripple waveform of output voltage in APFC circuit

由圖4可知，APFC輸入電壓電流波形加入Boost型APFC電路后，輸入電壓與輸入電流波形相位基本相同，功率因數(shù)達到0.99以上。在圖5、圖6所示的APFC輸出電壓及相應紋波中，輸出電壓穩(wěn)定在395 V時，相應的紋波電壓不超過8 V。并在1.5 kW和2 kW分別對Boost型APFC主電路進行轉換效率和總諧波失真測量，除去電流探頭泰克A622引入的諧波，轉換效率超過97.2%和總諧波失真大約在4.0%，達到了實際車載充電機AC/DC模塊技術參數(shù)要求，提高了功率因數(shù)，減小了電流諧波對電網(wǎng)的影響和輸出直流電壓穩(wěn)定及紋波電壓小。

在后級移相全橋ZVS電路中，所取得的波形如圖7、圖8所示。移相全橋PWM波形滿足控制驅(qū)動要求和死區(qū)時間的設置得當，并且在1.5 kW，2 kW和3.9 kW分別對移相全橋ZVS主電路的轉換效率進行了測量，轉換效率均大于95%，實現(xiàn)了高效率充電。

4 kW Charger′s Research and Implementation of Electric Vehicle

LIU Hongli，MA Zhenglai，NIE Peng
（School of Automation，Wuhan University of Technology，Wuhan 430070，Hubei，China）

Through research and analysis of the basic principle for electric vehicles′charger，the design scheme of a two-stage′s structure was proposed.An boost active power factor correction（APFC）converter was employed in the first stage，in order to improve power factor（PF）and reduce total harmonic distortion（THD）.In the second stage，a phase-shift full-bridge zero voltage switch（ZVS）converter was adopted for galvanic isolation and DC/DC conversion.According to this scheme，designed a 4 kW′s car charger.The prototype test results show that the first-stage Boost APFC converter achieves a power factor higher than 0.99 and THD less than 4.5%，and the second-stage a phase-shift full-bridge ZVS converter operates with 95.4%full load efficiency and offers wide output voltage ranges.

electric vehicles′charger；active power factor correction（APFC）；phase-shift full-bridge；zero voltage switch（ZVS）；total harmonic distortion（THD）

圖7 移相全橋PWM波形Fig.7 The PWM waveform of phase-shift full-bridge

TM921

A

10.19457/j.1001-2095.20170204

湖北省自然科學基金資助項目（20141j0173）

劉紅麗（1968-），女，博士，副教授，Email：2814014152@qq.com