全數字控制的單相功率因數校正電路設計*

榮 軍，李一鳴，萬軍華，張 敏，陳 曦

（1.湖南理工學院信息與通信工程學院，湖南岳陽414006；2.湖南理工學院計算機學院，湖南岳陽414006；3.工程車輛輕量化與可靠性技術湖南省高校重點實驗室，長沙410014）

全數字控制的單相功率因數校正電路設計*

榮 軍1，3*，李一鳴2，3，萬軍華1，3，張 敏1，3，陳 曦1，3

（1.湖南理工學院信息與通信工程學院，湖南岳陽414006；2.湖南理工學院計算機學院，湖南岳陽414006；3.工程車輛輕量化與可靠性技術湖南省高校重點實驗室，長沙410014）

模擬控制的Boost-ZVT有源功率因數校正電路，其缺點是設計復雜，系統(tǒng)容易受元器件老化及受溫漂影響而引起誤差。針對這個問題，設計了一種基于DSP的全數字控制電路。首先介紹了Boost-ZVT電路的工作原理，對其主要元器件參數進行了設計，然后詳細地闡述了基于TM320F2812的數字控制硬件電路設計。最后給出其實驗結果，實驗結果表明采用全數字控制不但能實現模擬控制的所有功能，而且能夠顯著降低系統(tǒng)的體積和重量，而且便于系統(tǒng)調試和升級。

Boost-ZVT變換器；功率因數校正；數字控制；A/D采樣

在單相功率因數校正電路中一般都是采用Boost變換器，為了降低Boost變換器的開關管損耗，提升Boost變換器的效率，廣大科技工作者在這方面做了大量的工作。比如文獻［1］提出的一種新型的零電壓Boost變換器，主要利用能量反饋輔助電路實現了主開關的零電壓開通和升壓二極管的軟開關，其優(yōu)點是輔助開關管實現了零電流開通和近似零電壓關斷，變換器的效率較高，而且電磁干擾低。文獻［2-3］在無整流橋Boost電路中增加一個輔助ZVT網絡，可以實現主開關的零電壓開通、近似零電壓關斷以及升壓二極管的零電壓開通、近似零電流關斷，極大地減小了開關損耗與開關噪聲。文獻［4］提出在Boost變換器中采用交錯并聯技術，實現或近似實現了主開關管零電壓或零電流開通和關斷，進而可以增大其工作頻率，提高功率處理能力。文獻［1-4］提到的各種電路的共同目的就是盡可能地實現電路所有開關器件的軟開關，同時它們也有一個共同的特征，就是它們的控制電路設計都是采用UC3842和UC3855A等模擬控制芯片實現的，采用模擬芯片控制的缺點是電路設計復雜，電路升級和維修困難，采用模擬控制會導致使用電子元器件非常多，會降低系統(tǒng)效率和可靠性。針對這個問題，本文設計了基于DSP全數字控制的Boost-ZVT單相功率因數校正電路，最后完成軟硬件設計，數字控制硬件電路主要包括DSP供電電路、A/D采樣電路以及過壓等電路，最后通過給出的實驗波形證明全數字控制Boost-ZVT電路不但能實現跟模擬控制電路的完全一樣的功能，即達到功率因數校正的目的，而且比模擬控制的系統(tǒng)體積和重量更輕，系統(tǒng)可靠性更高。

1 Boost-ZVT變換器的工作原理

Boost-ZVT變換器的工作電路和工作波形如圖1（a）和圖1（b）所示，整個工作過程可分7個階段，每個工作階段的運行模式等效電路如圖2所示［5-6］。

（1）工作模式1［T0～T1］

t=T0時，輔助開關Tr1開通，諧振電感電流iLr線形上升，等效電路圖如圖2（a）。

（2）工作模式2［T1～T2］

LrCr諧振，電流iLr諧振上升，而電壓Vds由Vo諧振下降。T=T2時，Vds=0，主開關管Tr體內反并聯的二極管把Tr兩端的電壓箝位為0，為主開關管Tr零電壓開通創(chuàng)造條件，等效電路圖如圖2（b）。

（3）工作模式3［T2～T3］

由于Tr的反并聯二極管已導通，主開關Tr兩端電壓為零，此時主開關Tr可以實現零電壓開通，等效電路圖如圖2（c）。

（4）工作模式4［T3～T4］

t=T3，Tr1關斷，由于D1導通，Tr1的電壓被鉗在V0值，等效電路圖如圖2（d）。

（5）工作模式5［T4～T5］

T=T4，D1關斷，這時Boost-ZVT變換器跟普通Boost型變換器的工作情況一樣，等效電路圖如圖2（e）。

（6）工作模式6［T5～T6］

t=T5，Tr關斷，恒流源Is對Cr線形充電，等效電路圖如圖2（f）。

（7）工作模式7［T6～T7］

這個階段和普通Boost變換器開關管關斷的工作情況一樣，等效電路圖如圖2（g）。

圖1 Boost-ZVT變換器電路及工作波形圖

2 Boost-ZVT主電路元器件參數設計

把Boost-ZVT電路運用于PFC，設計指標：輸入電壓：單相交流（220±10%）V；輸入頻率：50 Hz/60 Hz；輸出電壓：直流400 V；最大輸出功率：1 000 W；功率因數：99%；開關頻率：f=100 kHz。

2.1 升壓電感L的計算

升壓電感L的選取應滿足最大輸入電流紋波的要求，根據普通Boost電路的升壓電感計算公式可知［7］：

式中，Vin（pk）為輸入電壓的峰值；ΔIL為最大輸入電流紋波。

2.2 濾波電容C0的計算

輸出電容C0由兩個因數決定，即保持時間tH和輸出電壓紋波的大小。根據電容計算可得［8］：

諧振電感通過為升壓電感電流提供交替的電流通路，從而控制著二極管的di/dt。因此電感值可以由升壓二極管所需的關閉時間來確定，而二極管關閉時間由它的反向恢復時間決定。然而二極管的反向恢復時間是關閉時di/dt的局部函數，二極管的反向恢復時間一般為60 ns。如果電感限制上升時間到3trr為180 ns，電感量可按式（3）計算得到：

2.4 諧振電容Cr的計算

最小諧振電容要確保主開關的dv/dt，但是其有效諧振電容是功率開關器件MOSFET電容和外接電容總和。由于電容能夠限制功率開關器件關閉時間的dv/dt，因此能夠減少米勒效應。該電容必須是優(yōu)質高頻電容，它還必須能在關閉時承受較大的充電電流。因此諧振電容可根據式（4）計算：

所以可得Cr=958 pF。

3 基于DSP的數字控制電路硬件設計及軟件實現

基于TMS320F2812的DSP數字控制電路如圖3所示，圖3中的DSP數字控制系統(tǒng)主要包DSP及其外圍電路、供電電路、A/D采樣電路、驅動電路和保護電路。其中，A/D采樣電路主要完成強弱電隔離、電平轉換、信號放大及濾波等功能，以滿足DSP控制系統(tǒng)對各路信號電平范圍和信號質量的要求，由于篇幅的關系，本文只對DSP供電電路、A/D采用電路以及過壓過流電路進行設計。

圖3 系統(tǒng)控制電路結構框圖

圖4為Boost-ZVT變換器數字控制電路原理框圖。類似于模擬控制方法，數字控制方法采用雙閉環(huán)控制，其中內環(huán)為電流環(huán)，外環(huán)為電壓環(huán)，外環(huán)電壓環(huán)通過調節(jié)平均輸入電流來控制直線總線電壓，內環(huán)電流環(huán)控制交流輸入電流使之跟蹤輸入電壓，整個控制過程由DSP來實現電流和電壓的調節(jié)［9］。

圖4 Boost-ZVT變換器數字控制電路原理框圖

3.1 DSP供電電路設計

控制系統(tǒng)供電電路由兩部分組成，一部分是由220 V輸入交流電壓經變壓器整流濾波后變成9 V電壓供給MC7805，讓MC7805輸出TMS320F2812需要的+5 V電壓。另一部分是將輸出+5 V電壓通過電源芯片TPS767D318轉換成DSP所需要的+3.3 V和+1.8 V，其TPS767D318供電電路和TMS320F2812供電電路圖如圖5（a）和圖5（b）所示［10］。其中圖5（b）中的TPS767D318是類似的電壓調節(jié)器，可以由5 V的電壓產生固定的3.3 V和可變的另一路電壓輸出，可變的一路可設置成為1.8 V和2.5 V。另外3.3 V和1.8 V電壓分為模擬和數字，因此在模擬地和數字地之間需要用小電阻或者磁珠連接，防止電磁干擾。

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圖5 DSP供電電路圖

3.2 A/D采樣電路設計

Boost-ZVT變換器的采樣信號有：輸入電壓和輸入電流、輸出電壓和輸出電流以及主開關管漏極電壓。每個A/D采樣電路包括傳感器、A/D調理電路和片內A/D轉換器。電容上的電壓，電感上的電流經過傳感器，轉換成可測量的電壓進入信號調理電路，得到滿足片內A/D轉換要求的被測信號，送入片內A/D轉換器［11］。本文僅對輸入交流電壓采樣硬件電路設計做詳細講解，其他采樣電路設計思路類似。

輸入交流電壓采樣電路原理圖如圖6所示。Boost-ZVT變換器所接電網，輸入的電壓信號不是純正弦波，由此必須對其進行濾波后才能準確計算出輸入電壓的頻率和相位，因此需要設計濾波器，包括二階低通濾波器和二階高通濾波器，如圖6（a）所表示。二階低通濾波器由運算放大器U13A及其外圍阻容網絡組成，它可以濾去電網輸入信號中的高次諧波，使波形得到改善，但是缺點就是使相位產生了滯后，需要引入二階高通濾波器進行補償，其中二階高通濾波器由U13B及其外圍阻容網絡組成。經過二階低通和高通濾波器后，不但濾除了諧波，使波形為正弦波，而且相位沒有變化。輸入信號經過濾波以后，再經過過零回差電路，得到與電網輸入信號完全同步的方波信號。利用DSP提供的捕捉單元來捕捉方波信號的跳變沿，從而得到交流輸入電壓的頻率和相位。最后通過軟件編程完成相位比較功能，再根據計算得到的相位差進行PWM脈沖調整，開始相位跟蹤，由此實現功率因數校正的目的。

此外，對輸入電壓檢測的不是電壓瞬時值而是有效值，因而采用了圖6（b）所示的精密整流電路，將濾波后的電壓信號轉換成對應的直流值。然后將其送到DSP的A/D轉換口。圖6（b）中的精密整流電路由精密半波整流和反相求和電路兩部分組成，R34取值等于2倍的R33，而且R33、R35、R36和R37的取值都相等，整個電路的輸出與輸入有Uo=|Ui|的關系，所以它有精密絕對值的運算功能。

圖6 輸入交流電壓采樣電路

3.3 過壓電路設計

過壓保護電路如圖7所示，Boost-ZVT變換器的輸出電壓VOUT經過R45、R46、R47和R48分壓以后加入到精密電壓基準TL431的R端，U7的陰極接光電耦合器的3端，圖7中當R端電壓到達2.5 V時，陰極電流IK突然增大，使得U8光電耦合器工作，UK6變?yōu)榈碗娖剑鳸K6連接到TMS320F2812的PDPINT端，這樣迫使系統(tǒng)重新啟動，實現過壓保護的目的，以達到保護Boost-ZVT主電路的安全。

圖7 過壓保護電路

3.4 系統(tǒng)控制算法軟件實現

系統(tǒng)軟件設計的基本思想：由于DSP的事件管理器EVA有兩個通用定時器可以被編程，使之在其它通用定時器之后延時一段確定的時間才開始工作。利用這種思想由A/D輸入提供PI控制程序所需要的控制量，根據控制程序的運算結果改變通用定時器3和通用定時器4的延時時間，進而改變同時導通的兩個開關管的移相角，使輸出電壓滿足設計要求。設定通用定時器4使用自己的時鐘。利用捕獲單元捕獲下降沿，設置捕獲中斷。主程序流程圖如圖8所示［12］，主程序的作用是：初始化，其中包括給控制寄存器賦初值，這時系統(tǒng)工作時鐘開CAP1INT、CAP2INT中斷，在等待中斷的空閑時間內采集輸出信號，設置ADC轉換結束標志位為1。為保證程序的正常運行要禁止看門狗。CAP1INT中斷的作用為：判斷A/D轉換是否結束，轉換結束進入PID控制程序，利用控制程序的運算結果改變通用定時器3和通用定時器4的延時時間，給出Boost-ZVT變換器兩個開關管的導通信號。

圖8 系統(tǒng)主程序流程圖

4 實驗結果及分析

為了驗證理論分析和參數設計的正確性在Pspice中建立其仿真模型，并給出了仿真結果如圖9所示。

圖9 Boost-ZVT功率因數校正電路的仿真波形

圖9（a）為主開關管Tr和輔助開關管Tr1的驅動仿真波形，從圖9（a）可以看出主開關管Tr是在輔助開關管Tr1關斷后才開通的，而且輔助開關管Tr1導通時間非常短，因此可以顯著減少輔助開關管Tr1的開關損耗，從而提升整個系統(tǒng)的效率。圖9（b）從上至下分別為主開關管Tr漏源仿真電壓、Tr漏源仿真電流以及仿真Tr柵極驅動仿真波形，從圖9（b）可以清晰看出Boost-ZVT變換器主開關管Tr的軟開關工作過程，主開關管Tr在開通前先有電流反向流過其體內二極管，使漏極電壓箝位到零，再加驅動脈沖從而實現主開關管Tr零電壓開通。當主開關管Tr關斷時，由于其兩端并聯著諧振電容，使得其兩端的電壓緩慢上升，從而實現主開關管Tr零電壓關斷。即使開關管在高頻率工作狀態(tài)下損耗依然很小，故對開關頻率的限制減小，從而可提高開關頻。開關頻率得到極大的增大，從而進一步減小系統(tǒng)的體積和重量，提高功率密度。圖9（c）為輸入交流電壓Ui和電流Ii仿真波形，從圖9（c）中可以清楚的看到輸入電流Ii很好跟隨交流輸入電壓Ui，完全實現了功率因數校正的目的。

最后為了驗證基于DSP數字控制Boost-ZVT功率因數校正電路設計的可行性，完成整個硬件電路設計和軟件程序編寫，并給出了實驗結果如圖10所示。

圖10 數字控制功率因數校正電路的實驗波形

圖10（a）為主開關管Tr和輔助開關管Tr1的驅動試驗波形，圖10（b）為主開關管Tr電流和電壓波形，圖10（c）為輸入交流電壓Ui和電流Ii實驗波形，從圖10（a）、圖10（b）和圖10（c）可以看到與理論分析以及仿真波形完全一致，實驗驗證了基于DSP數字控制器的設計的正確性。

5 結論

設計了基于TMS320F2812數字控制的高功率因數校正電路，首先簡單地介紹了Boost-ZVT變換器的工作原理，給出了其主要元器件參數的設計過程，然后詳細地介紹了其硬件電路的設計過程，并完成軟件程序的設計。最后通過仿真實驗以及具體實物實驗驗證了DSP數字控制的Boost-ZVT功率因數校正電路的可行性。基于DSP的數字控制高功率因數校正電路，相對于模擬控制電路主要有以下優(yōu)點：第一：數字化處理和控制，可避免模擬信號傳遞的畸變和失真，減少干擾；第二：模擬硬件電路的功能由軟件形式的大量數值計算所取代，因此控制電路的硬件結構可簡化，系統(tǒng)所用元器件數量大大減少；第三：數字電源基本上不受元器件性能變化的影響，電路可靠性高。綜上所述，在功率因數校正電路中采用DSP等數字控制芯片，將是今后一個研究的熱點。

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榮 軍（1978-），男，漢族，湖南岳陽人，碩士，湖南理工學院信息與通信工程學院講師，主要從事開關電源和電機控制技術研究，rj1219@163.com。

Design of Single-Phase Power Factor Correction Circuit for Full Digital Control*

RONG Jun1，3*，LI Yiming2，3，WAN Junhua1，3，ZHANG Min1，3，CHEN Xi1，3
（1.School of Information and Communication Engineering，Hunan Institute of Science and Technology，Yueyang Hu’nan 404006，China；2.School of Computer，Hunan Institute of Science and Technology，Yueyang Hu’nan 404006，China；3.Key Laboratory of Lightweight and Reliability Technology for Engineering Vehicle，College of Hunan Province，Changsha 410014，China）

For analog control Boost-ZVT active power factor correction circuit，its disadvantages are in the design complexity，and the system is easy to be affected by the components of the aging and temperature drift to cause error.A full digital control circuit based on DSP is designed to solve this problem.Firstly，the working principle of Boost-ZVT circuit is introduced，and the parameters of the main components are designed，and then the hardware circuit design of digital control based on TM320F2812 is described in detail.Finally，the experiment results are gave，and the experimental results show that the full digital control can not only realize the simulation control of all functions，but also can significantly reduce the volume and weight of the system，and is easy to debug and upgrade.

Boost-ZVT converter；PFC；digital control；A/D sampling

TP46

A

1005-9490（2016）06-1548-07

8360

10.3969/j.issn.1005-9490.2016.06.051

項目來源：工程車輛輕量化與可靠性技術湖南省高校重點實驗室基金項目（2014kfjj01）；湖南省教育廳一般項目（15C0620，15C0622）

2015-11-18 修改日期：2015-12-18