基于耦合電感的零電壓零電流軟開關Buck變換器

羅辭勇, 魏欣欣,2, 王衛(wèi)耀, 南 航

(1. 重慶大學 電氣工程學院,重慶 400044; 2. 江蘇省電力公司檢修分公司蘇州運維分部,江蘇 蘇州 215131)

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基于耦合電感的零電壓零電流軟開關Buck變換器

羅辭勇1, 魏欣欣1,2, 王衛(wèi)耀1, 南 航1

(1. 重慶大學 電氣工程學院,重慶 400044; 2. 江蘇省電力公司檢修分公司蘇州運維分部,江蘇 蘇州 215131)

采用耦合電感替代濾波電感的方式,提出新的零電壓零電流軟開關Buck變換器.對該變換器工作過程的各個模態(tài)進行詳細的理論分析.給出軟開關實現(xiàn)的條件及主電路的參數(shù)設計方法,討論耦合電感匝數(shù)比改變對該變換器性能的影響.對新電路進行仿真研究,理論和仿真結(jié)果表明,新電路中所有開關器件都實現(xiàn)了軟開關.試制一臺48 V輸入、32 V輸出,開關頻率為50 kHz的基于耦合電感的軟開關Buck變換器樣機.實驗結(jié)果與理論和仿真結(jié)果一致,驗證了該變換器理論和設計的正確性,實驗測得最大效率達到96.5%.

軟開關; buck變換器; 耦合電感; 零電壓開關; 零電流開關

Buck電路作為一種基本的DC-DC變換器,廣泛地運用在各種領域,如電力、計算機、航空航天等.隨著電力電子技術的發(fā)展,要求Buck變換器體積小、重量輕、可靠性和功率密度高的指標尤其顯著.提高開關頻率可以減小變換器的體積和重量.變換器工作在硬開關條件下,開關損耗會隨著開關頻率的升高而增加,整體電路的效率會降低.軟開關技術是減少開關損耗、提高效率和增強穩(wěn)定性的最佳方法,同時可以減少散熱器的體積,從而減小了變換器電路的體積和重量.

近年來,國內(nèi)外學者提出了很多實現(xiàn)軟開關技術的方法.其中,最常見的是增加額外的諧振電路來實現(xiàn)軟開關技術[1-10].在諧振電路中,通過增加開關管、二極管、電感等器件可以實現(xiàn)零電壓開關狀態(tài)或零電流開關狀態(tài).附加的諧振電路在開關管兩端產(chǎn)生了高電壓、大電流的沖擊[2].選擇合適的開關管變得尤為困難.這是因為大功率等級的開關管將會產(chǎn)生更多的功率損耗.在文獻[5]中,附加了大量的輔助二極管、開關管及電容等器件,文獻[6]附加開關管的開關頻率是工作頻率的2倍.這些都會產(chǎn)生額外的功率損耗,影響變換器的效率.同時,由于增加了輔助的開關管、二極管及諧振電感等器件,控制方法較普通的變換器復雜很多,降低了電路的可靠性.

Urgun等[11-16]提出采用增加耦合電感的方式,來實現(xiàn)變換器的軟開關技術.大部分軟開關變換器在重載的情況下能夠獲得很高的效率,在輕載的情況下不是很理想[13].原因通常是因為附加的電路支路產(chǎn)生了額外的功率損耗.文獻[15]的控制方法簡單,電路工作在斷續(xù)導電模式,實現(xiàn)了主開關管的零電流開通.耦合電感的作用是當電路電流斷續(xù)時,繼續(xù)為負載提供能量來提高變換器的整體效率.主開關管的電壓應力大,增加的輔助器件在一定程度上影響了變換器的性能.

本文在基于文獻[15]研究的基礎上,進行拓撲結(jié)構(gòu)的改進和簡化.去掉了一個濾波電感、一個二極管和一個電容,并用耦合電感替代濾波電感[16].提出零電壓開關(zero voltage switching, ZVS)和零電流開關(zero current switching, ZCS)Buck變換器.它通過耦合電感和諧振電容構(gòu)成的諧振電路,實現(xiàn)了開關管的零電壓開通和關斷以及續(xù)流二極管的零電流開通和關斷.本文對該變換器各個階段的工作原理進行詳細的理論分析,通過實驗驗證了理論和方法的正確性.

1 軟開關Buck電路工作原理分析

圖1 ZVS-ZCS軟開關Buck變換器比較Fig.1 Comparison of ZVS-ZCS buck converter

如圖1(a)所示為Jiang等[15]提出的ZVS-ZCS Buck變換器.該變換器工作在斷續(xù)導電模式下,濾波電感L3電流斷續(xù),開關管S1實現(xiàn)了零電壓關斷和零電流開通.如圖1(b)所示為提出的ZVS-ZCS Buck變換器拓撲.圖中,S1為功率MOSFET,DS為集成在功率MOSFET中的反向并聯(lián)二極管,L1、L2為耦合電感,Cr為諧振電容,D1為續(xù)流二極管.耦合電感L1與諧振電容Cr構(gòu)成諧振電路,為開關管S1實現(xiàn)零電壓開通和關斷創(chuàng)造了條件；耦合電感L2與續(xù)流二極管D1串聯(lián),為續(xù)流二極管D1實現(xiàn)零電流開通和關斷提供了條件.

開關電路的工作過程是按開關周期重復的,在分析時可以選擇開關周期中的任意時刻為分析的起點,選擇合適的起點,可以簡化分析過程[17].該拓撲電路選擇開關管S1的關斷時刻為分析的起點.電路工作的主要理想化波形如圖2所示.變換器的每個開關周期可以分為5個模態(tài).其中,各個模態(tài)工作的等效電路如圖3所示.

1)模態(tài)1[t0～t1時段,圖3(a)]：該階段為諧振電容Cr充電階段.在t0時刻之前,開關管S1為通態(tài),uCr=0；續(xù)流二極管D1為斷態(tài),i2=0.在t0時刻,開關管S1關斷,電流i1達到最大值I1max,即iS=i1=I1max；由于續(xù)流二極管D1兩端為反向電壓,D1不能立即導通.t0時刻以后,耦合電感L1與諧振電容Cr構(gòu)成諧振電路；電流iS迅速下降到零,i1逐漸下降,Cr電壓uCr上升.直到t1時刻,D1導通,Cr充電完成,電壓uCr達到穩(wěn)態(tài)值.

假設C1足夠大,且輸出電壓Vo近似不變.在該階段,L1和Cr構(gòu)成諧振電路,

(1)

圖2 主要的理想化波形Fig.2 Main ideal waveforms of proposed buck converter

(2)

在上述過程中,開關管S1關斷前電壓為零,為開關管S1實現(xiàn)零電壓關斷提供了條件.

2)模態(tài)2[t1～t3時段,圖3(b)]：該階段為續(xù)流二極管D1導通階段.在t1時刻,D1導通.電流i1迅速下降,電流i2迅速上升,到t2時刻電流i1=i2,該時間段非常短暫.在t2時刻后,電流i1、i2線性下降；電壓uCr維持在穩(wěn)態(tài)值.

忽略續(xù)流二極管D1的導通壓降uD1.根據(jù)KCL和KVL可得,t1時刻后耦合電感L1、L2和諧振電容Cr的電壓為

圖3 變換器各個模態(tài)的等效電路Fig.3 Equivalent circuits of each stages of proposed buck converter

(3)

由式(2)、(3)中t1時刻諧振電容Cr的電壓,可得t1時刻電流i1為

(4)

式中：

根據(jù)磁鏈守恒定律可得,t2時刻耦合電感L1、L2的電流為

(5)

在t2時刻后,耦合電感L1、L2電流下降的斜率為

(6)

在該階段,耦合電感L2與續(xù)流二極管D1串聯(lián),為D1實現(xiàn)零電流開通創(chuàng)造了條件.

3)模態(tài)3[t3～t5時段,圖3(c)]：該階段為諧振電容Cr向耦合電感L1充電階段.在t3時刻,耦合電感L1、L2電流斷續(xù),i1=i2=0.在t3時刻以后,諧振電容Cr開始向耦合電感L1反向充電,電流i1從零開始反向增加.到t4時刻,電流i1達到反向最大值.在t4時刻以后,Cr電壓繼續(xù)下降,耦合電感L1電流i1開始反向減小,直到t5時刻,Cr電壓為零放電結(jié)束.

在t3時刻,耦合電感L1電流i1=0,諧振電容Cr電壓為

該階段諧振電容Cr電壓和耦合電感L1電流為

(7)

約束條件為t3≤t≤t5.

在上述過程中,電流i2為零,續(xù)流二極管D1截止,因此為D1實現(xiàn)零電流關斷提供了條件.

4)模態(tài)4[t5～t6時段,圖3(d)]：該階段為反向并聯(lián)二極管DS續(xù)流階段.在t5時刻,諧振電容Cr放電結(jié)束,uCr=0；開關管S1和續(xù)流二極管D1均為斷態(tài),i2=0.在t5時刻以后,DS導通,耦合電感L1經(jīng)過DS續(xù)流,i1=iS；諧振電容Cr被鉗位,電壓uCr保持為零.

忽略反向并聯(lián)二極管DS的導通壓降,耦合電感L1、L2電壓為

(8)

耦合電感L1電流反向減小的斜率為

k=U0/L1.

(9)

5)模態(tài)5[t6～t0時段,圖3(e)]：該階段為開關管S1導通階段.在t6時刻,D1為斷態(tài),i2= 0；由于DS的鉗位作用,使uCr為零,實現(xiàn)了開關管S1零電壓開通的條件.在t6時刻以后,電流iS=i1且以U0/L1的斜率反向線性減小.到t7時刻,電流iS=i1=0.在t7時刻以后,電流iS=i1繼續(xù)以U0/L1的斜率線性上升.耦合電感L1和L2的電壓與模態(tài)4時的電壓相同,保持不變.

2 主電路分析及參數(shù)設計

2.1 軟開關分析

在上述原理分析的模態(tài)2和模態(tài)3中可以看出,該電路能夠很容易地實現(xiàn)續(xù)流二極管D1零電流開通和關斷的條件,只需要工作在斷續(xù)導電模式下,即需要耦合電感L1取值較小,確保電流i1能反向.

耦合電感L1與諧振電容Cr構(gòu)成諧振電路,并通過反向并聯(lián)二極管DS的鉗位作用,為開關管S1實現(xiàn)零電壓開通提供了條件.為了實現(xiàn)開關管S1的零電壓開通,必須滿足以下要求[13].

1)t0時刻諧振電容Cr開始充電,t1時刻到達穩(wěn)態(tài)值Vin-(L2+M)Vo/(L1+L2+2M).在t3時刻,Cr開始放電；到t5時刻,電壓uCr下降為零放電結(jié)束.為了確保以上過程在開關管S1關斷時間內(nèi)完成,必須滿足：

(10)

式中：Dmax為最大占空比.

(11)

式中：Dmin為最小占空比.

以上兩點要求表明,為了實現(xiàn)開關管S1的零電壓開通,開關管S1的開通時刻必須是在t5～t7時間內(nèi).在t5時刻,開關管S1的電流iS為

(12)

可得,t5到t7的時間ΔT為

(13)

2.2 耦合電感匝數(shù)比分析

耦合電感L2的匝數(shù)與L1的匝數(shù)比為N.鐵芯的大小和質(zhì)量一定,忽略渦流損耗,則電感量與匝數(shù)比的關系近似有

(14)

1)開關管S1關斷時損耗分析.開關管S1的關斷損耗隨諧振電容Cr的電壓穩(wěn)態(tài)值uCr增大而增加.化簡式(3)中的諧振電容Cr電壓,有

(15)

由式(15)可知,若輸入和輸出電壓保持不變,則增大N,可以減小諧振電容Cr穩(wěn)態(tài)電壓VCr,從而達到減小開關管S1關斷損耗的目的.

2)續(xù)流二極管D1開通時損耗分析.續(xù)流二極管D1的開通損耗隨t2時刻電流i2的減小而減少.聯(lián)合式(4)、(5)并化簡可得,t1時刻耦合電感L2的電流為

(16)

在其他條件不變的情況下,若想通過增大耦合電感的匝數(shù)比N來減小電流It2,則需滿足下式：

(17)

3)輸出電壓Vo紋波的分析.Vo的紋波大小受開關管S1關斷后耦合電感L1的電流斜率影響.將式(6)的斜率k化簡成與匝數(shù)比的關系為

(18)

由式(18)可知,若保持Vo和L1不變,則增大N,可以減小電流i1下降的斜率,從而減小輸出電壓的紋波.

4)輸出電流脈動的分析.輸出電流的脈動與耦合電感L1的電流i1密切相關.在t4時刻,電流i1達到反向最大值：

(19)

由式(19)可知,若保持Vo、L1和Cr不變,則增大N,可以減小i1的反向最大值,從而減小輸出電流的脈動.

2.3 參數(shù)設計

為了實現(xiàn)續(xù)流二極管D1的零電流開通和關斷條件,需要該電路工作在斷續(xù)導電模式下,必須滿足：

(20)

式中：K= 2L1/(RTs),其中R為負載電阻.

設計較小的L1,有利于電路工作在斷續(xù)導電模式下.

化簡式(13),有

(21)

表1 提出電路的主要參數(shù)

3 仿真和實驗結(jié)果

為了驗證提出的基于耦合電感軟開關Buck電路的有效性,采用Multisim 12.0軟件對所設計電路進行仿真分析,并制作了一臺48 V輸入、32 V輸出的Buck變換器樣機.開關管S1的型號為MOSFET IRL2910S；續(xù)流二極管D1的型號為MBR30200PT；其他具體參數(shù)值見表1.N取值為1,電路在輸出功率Po為93.3 W時的仿真結(jié)果如圖4所示.如圖5～7所示是Po為92.5、24.1和198.8 W時的實驗波形,可得如下結(jié)論.

1)開關管S1實現(xiàn)了零電壓開通和關斷.耦合電感L1和諧振電容Cr構(gòu)成諧振電路,在開關管S1開通前,Cr兩端電壓降為零,實現(xiàn)了開關管S1的零電壓開通；Cr并聯(lián)在開關管S1兩端,在開關管S1關斷后Cr兩端電壓上升緩慢,實現(xiàn)了開關管S1的零電壓關斷.

圖4 輸出功率為93.3 W時S1、D1和L1的仿真波形Fig.4 Simulative waveforms of S1, D1 and L1 while Po is 93.3W

圖5 輸出功率為92.5 W時 S1、D1和L1的實驗波形Fig.5 Experimental waveforms of S1, D1 and L1 while Po is 92.5 W

2)續(xù)流二極管D1實現(xiàn)了零電流開通和關斷.由于電路工作在斷續(xù)導電模式下,在續(xù)流二極管D1關斷前電流i2下降為零,實現(xiàn)了續(xù)流二極管D1的零電流關斷；耦合電感L2與續(xù)流二極管D1串聯(lián),實現(xiàn)了續(xù)流二極管D1的零電流開通.

綜上所述,該Buck變換器的開關器件都實現(xiàn)了軟開關技術,并且實驗結(jié)果與理論分析和仿真結(jié)果相一致.

當輸入電壓和輸出功率相同,且耦合電感匝數(shù)比均取為1時,本文與文獻[16]開關器件的電壓和電流峰值如表2所示.本文的主開關管電壓應力遠小于文獻[16],電流應力稍小.本文的諧振電容遠大于文獻[16](460倍),因此極大地抑制了主開關管關斷時電壓的振蕩尖峰.文獻[16]的主開關管實現(xiàn)了零電流開通,而本文的主開關管雖然實現(xiàn)了零電壓開通,但是開通瞬間會產(chǎn)生電流尖峰.本文的二極管電壓應力略大于文獻[16]中的D2,與D1基本相同；電流應力與文獻[16]中的D2基本相同,但小于D1.

表3給出在不同的N下,該Buck變換器輸出電壓的紋波大小.可知,N越大,輸出電壓紋波越小.從圖8可以看出,提出的軟開關Buck變換器獲得的效率最高.在實驗中,測得該Buck變換器的最高效率達到96.5%.

圖6 輸出功率為24.1 W時S1、D1和L1的實驗波形Fig.6 Experimental waveforms of S1, D1 and L1 while Po is 24.1 W

圖7 輸出功率為198.8 W時S1、D1和L1的實驗波形Fig.7 Experimental wave forms of S1, D1 and L1 while Po is 198.8 W

文獻開關器件電壓/V電流/A本文主開關管S129．720．5二極管D168．613．2文獻[16]主開關管S186．418．7二極管D165．917．3二極管D252．312．6

表3 輸出電壓紋波

圖8 不同輸出功率下的效率對比曲線Fig.8 Comparison of efficiency at different output power

4 結(jié) 論

(1)本文提出用耦合電感代替Buck電路中電感方法來實現(xiàn)無源無損軟開關技術是成立的.

(2)提出的Buck變換器工作在斷續(xù)導電模式下,很好地實現(xiàn)了主開關管的零電壓開通與關斷和續(xù)流二極管的零電流開通與關斷的軟開關技術.

(3)該Buck變換器的電路簡單,所用器件少,控制方便,對于工業(yè)應用具有很大的參考價值.

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Zero voltage and zero current buck converter with soft switching using coupled inductor

LUO Ci-yong1, WEI Xin-xin1,2, WANG Wei-yao1, NAN Hang1

(1.CollegeofElectricalEngineering,ChongqingUniversity,Chongqing400044,China;2.JiangsuElectricPowerMaintenanceBranchCompanySuzhouDivision,Suzhou215131,China)

A novel zero voltage and zero current buck converter with soft switching was proposed using the coupled inductor instead of the filter inductor. The detailed theory analysis of the converter’s each operation stages was conducted. The conditions of obtaining soft switching and the designing procedure of main circuit were presented. The performances of the proposed buck converter with different turn radios were discussed. The new circuit was analyzed by simulation. The theoretical and simulation results illustrate that all power switches can achieve soft switching in the new circuit. A 50 kHz buck converter prototype of 48 V input, 32 V output with soft switching based on coupled inductor was constructed. The experimental results accorded with the theoretical and simulation results. The correctness of the theory and design of the converter was validated, and the measured maximum efficiency reached 96.5%.

soft switching; buck converter; coupled inductor; zero voltage switching; zero current switching

2015-04-02. 浙江大學學報(工學版)網(wǎng)址： www.journals.zju.edu.cn/eng

羅辭勇(1973—)，男，副教授，從事電機與電器、電力電子功率變換研究. ORCID: 0000-0002-5911-2555. E-mail：luociyong@cqu.edu.cn

10.3785/j.issn.1008-973X.2016.04.010

TM 46

A

1008-973X(2016)04-0663-08