水聲通信中基于軟判決的塊迭代判決反饋均衡器

景連友 何成兵 張玲玲 孟慶微 黃建國(guó) 張群飛

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水聲通信中基于軟判決的塊迭代判決反饋均衡器

景連友①何成兵*①?gòu)埩崃幄倜蠎c微②黃建國(guó)①?gòu)埲猴w①

①(西北工業(yè)大學(xué)航海學(xué)院 西安 710072)②(空軍工程大學(xué)信息與導(dǎo)航學(xué)院 西安 710077)

在單載波頻域均衡水聲通信系統(tǒng)中，混合結(jié)構(gòu)的時(shí)-頻域判決反饋均衡器(H-DFE)計(jì)算復(fù)雜度高，不利于實(shí)時(shí)實(shí)現(xiàn)；而基于硬判決的塊迭代判決反饋均衡器(HD-IBDFE)存在錯(cuò)誤符號(hào)判決造成系統(tǒng)性能下降問題，同時(shí)需要估計(jì)判決符號(hào)和發(fā)射數(shù)據(jù)之間的互相關(guān)函數(shù)。該文對(duì)水聲通信中基于軟判決的塊迭代判決反饋均衡(SD-IBDFE)接收機(jī)算法進(jìn)行了研究，通過對(duì)均衡器輸出信號(hào)進(jìn)行軟判決，并將符號(hào)軟信息進(jìn)行反饋，提高了系統(tǒng)性能，同時(shí)采用迭代信道估計(jì)方法來適應(yīng)水聲信道的時(shí)變性。通過仿真比較得出，該方法在水聲信道條件下明顯優(yōu)于HD- IBDFE。對(duì)湖上試驗(yàn)數(shù)據(jù)處理結(jié)果表明，在淺水1.8 km通信距離下，單通道無編碼QPSK調(diào)制可實(shí)現(xiàn)的誤碼率并達(dá)到3000 bps的有效數(shù)據(jù)率。

水聲通信；單載波頻域均衡；軟判決反饋均衡器；迭代信道估計(jì)；湖上試驗(yàn)

1 引言

隨著我國(guó)海洋資源開發(fā)利用、目標(biāo)探測(cè)和海洋環(huán)境監(jiān)測(cè)等需求不斷增長(zhǎng)，對(duì)水下數(shù)據(jù)傳輸?shù)目煽啃院蛿?shù)據(jù)速率要求越來越高。水聲信道具有聲波傳播速度低、傳播損失大、可用帶寬有限、多徑傳播復(fù)雜且背景噪聲高等特點(diǎn)，是現(xiàn)有數(shù)字通信中最困難的信道之一。近年來，單載波頻域均衡(SC-FDE)技術(shù)在無線通信中取得很大的進(jìn)展，從而被引入到水聲通信領(lǐng)域。相比于正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)，SC-FDE系統(tǒng)具有發(fā)射信號(hào)峰均功率比(PAPR)低、對(duì)頻率偏移不敏感的優(yōu)勢(shì)，且系統(tǒng)性能與OFDM系統(tǒng)相當(dāng)；相比于單載波時(shí)域均衡技術(shù)，頻域均衡具有更好的收斂性能，計(jì)算量與多徑時(shí)延擴(kuò)展長(zhǎng)度對(duì)數(shù)近似成正比，尤其對(duì)于長(zhǎng)時(shí)延的水聲信道來說，其計(jì)算復(fù)雜度大大降低。最簡(jiǎn)單的SC-FDE為線性均衡，如迫零(ZF)均衡和最小均方誤差(MMSE)均衡。相比于ZF均衡，MMSE均衡1,2]同時(shí)考慮了噪聲和信道的影響，在實(shí)際應(yīng)用中具有更好的效果，但是線性均衡在復(fù)雜水聲信道中的性能較差。在時(shí)域判決反饋均衡器(TD-DFE)的基礎(chǔ)上，文獻(xiàn)[3]提出了混合結(jié)構(gòu)的時(shí)-頻域判決反饋均衡器(H-DFE)，該均衡器的前饋濾波在頻域?qū)崿F(xiàn)，反饋濾波在時(shí)域?qū)崿F(xiàn)，降低了一定的計(jì)算復(fù)雜度。但是類似于TD- DFE, H-DFE也不能消除碼間干擾的前體部分而導(dǎo)致的誤差傳播現(xiàn)象。除此之外，H-DFE系統(tǒng)中涉及到矩陣求逆處理，計(jì)算復(fù)雜度依舊較高。相比之下，文獻(xiàn)[4-16]提出的塊迭代判決反饋均衡器(IBDFE)算法，通過多次迭代消除碼間干擾，均衡性能更優(yōu)，且相比于H-DFE，所有濾波器均在頻域?qū)崿F(xiàn)，采用快速傅里葉變換/逆快速傅里葉變換(FFT/IFFT)處理，計(jì)算量更低。其中文獻(xiàn)[13-16]為IBDFE在水聲通信中的應(yīng)用：文獻(xiàn)[14]采用低復(fù)雜度IBDFE[9,10]，其性能較MMSE均衡有一定的改進(jìn)；文獻(xiàn)[15]對(duì)基于硬判決的塊迭代判決反饋均衡器(HD-IBDFE)在水聲通信中應(yīng)用進(jìn)行了研究，并進(jìn)行了試驗(yàn)驗(yàn)證，證明了該方法在水聲通信中的可行性；文獻(xiàn)[16]提出了聯(lián)合迭代均衡和頻域信道估計(jì)算法，并對(duì)存在多普勒頻移的情況進(jìn)行了仿真研究。上述均衡器均采用硬判決方式，將硬判決后的結(jié)果反饋，計(jì)算簡(jiǎn)單，但是這樣會(huì)引入錯(cuò)誤判決符號(hào)，導(dǎo)致系統(tǒng)性能下降。同時(shí)，對(duì)于HD-IBDFE，在每次迭代過程中，判決符號(hào)的準(zhǔn)確性是通過計(jì)算判決符號(hào)和傳輸數(shù)據(jù)之間的互相關(guān)函數(shù)來表示的；但在實(shí)際系統(tǒng)中，發(fā)射數(shù)據(jù)是未知的，所以必須對(duì)這個(gè)互相關(guān)函數(shù)進(jìn)行估計(jì)，增加計(jì)算復(fù)雜度的同時(shí)引入了一定誤差，降低了系統(tǒng)性能。

在實(shí)際單載波通信系統(tǒng)中，信道估計(jì)的準(zhǔn)確度對(duì)均衡器的性能有著很大的影響。目前信道估計(jì)方法大致可分為3類：基于訓(xùn)練序列/導(dǎo)頻輔助的信道估計(jì)和面向判決的信道估計(jì)?；谟?xùn)練序列/導(dǎo)頻輔助的信道估計(jì)的基本算法為最小方差(LS)或MMSE估計(jì)，利用插入的訓(xùn)練序列得到一個(gè)數(shù)據(jù)塊的信道。因此采用這種方法時(shí)通常假定信道是準(zhǔn)靜態(tài)的。面向判決的信道估計(jì)將每次判決的結(jié)果作為發(fā)射信號(hào)，重新進(jìn)行信道估計(jì)。這種方法適合應(yīng)用于時(shí)變信道，但其缺點(diǎn)在于存在信道估計(jì)的噪聲增強(qiáng)問題。

針對(duì)上述問題，本文對(duì)水聲通信中IBDFE進(jìn)行了研究，提出基于軟判決的塊迭代判決反饋均衡器(SD-IBDFE)，其特點(diǎn)是：(1)接收端對(duì)均衡器輸出采用軟判決方式，能夠避免由于硬判決造成的系統(tǒng)性能損失，并根據(jù)MMSE準(zhǔn)則推導(dǎo)了均衡器系數(shù)；(2)使用偽隨機(jī)(PN)碼來代替常規(guī)單載波系統(tǒng)的循環(huán)前綴，在系統(tǒng)同步、信道估計(jì)、多普勒頻移估計(jì)及多用戶擴(kuò)展等方面具有優(yōu)勢(shì)；(3)采用聯(lián)合導(dǎo)頻輔助和面向判決的信道估計(jì)方法。初次信道估計(jì)由插入的PN估計(jì)，之后每次迭代使用的信道為兩種估計(jì)方法的加權(quán)和，能夠有效地提高信道估計(jì)精度。同時(shí)設(shè)計(jì)并實(shí)現(xiàn)了高數(shù)據(jù)率水聲通信湖上試驗(yàn)，試驗(yàn)結(jié)果顯示了該方法的有效性。

2 系統(tǒng)模型

對(duì)于一個(gè)單載波分塊傳輸系統(tǒng)，二進(jìn)制數(shù)據(jù)經(jīng)過數(shù)字調(diào)制映射后，按長(zhǎng)度為-進(jìn)行分塊，同時(shí)在每個(gè)數(shù)據(jù)塊后面插入長(zhǎng)度為的PN碼，用來消除相鄰數(shù)據(jù)塊之間的干擾，同時(shí)還可用來進(jìn)行數(shù)據(jù)同步、信道估計(jì)、信號(hào)標(biāo)識(shí)等作用。因此發(fā)射的第個(gè)數(shù)據(jù)塊為

對(duì)于時(shí)不變信道，接收信號(hào)可表示為

本文采用軟判決的塊迭代判決反饋均衡算法，其結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。接收端經(jīng)過同步、相位補(bǔ)償之后，對(duì)接收信號(hào)按長(zhǎng)度為進(jìn)行分塊處理。隨后對(duì)分塊后的信號(hào)進(jìn)行FFT變換，將時(shí)域信號(hào)轉(zhuǎn)化成頻域信號(hào)。信號(hào)經(jīng)過均衡器濾波后，對(duì)均衡器輸出符號(hào)進(jìn)行軟符號(hào)判決，得到符號(hào)軟信息，將其通過反饋濾波器，以消除碼間干擾。SD-IBDFE頻域數(shù)學(xué)模型為

圖1 軟判決塊迭代判決反饋均衡器結(jié)構(gòu)框圖

3 均衡器設(shè)計(jì)

文獻(xiàn)[14-16]采用的硬判決方式，會(huì)造成系統(tǒng)性能損失，而本文采用軟判決方式。將軟判決器輸出信號(hào)建模為均衡器輸出信號(hào)的期望：

其頻域的方差分別為

根據(jù)式(5)，可根據(jù)MMSE準(zhǔn)則來設(shè)計(jì)前饋濾波器和反饋濾波器系數(shù)，使得濾波器噪聲和剩余干擾最小。假設(shè)均衡器輸出信號(hào)與輸入信號(hào)具有相同的統(tǒng)計(jì)特征，可得到濾波器系數(shù)為

為了保證迭代穩(wěn)定，對(duì)前饋濾波器系數(shù)進(jìn)行歸一化，所以新的濾波器系數(shù)為

其中

4 迭代信道估計(jì)

1次信道估計(jì)利用插入的PN序列來實(shí)現(xiàn)?？紤]到水聲信道具有稀疏性，采用文獻(xiàn)[20]中的壓縮感知稀疏信道估計(jì)方法得到初始的信道。當(dāng)利用進(jìn)行一次頻域均衡后，使用估計(jì)得到的信號(hào)再次進(jìn)行信道估計(jì)，此時(shí)采用LS信道估計(jì)方法，即

式(17)的推導(dǎo)過程較簡(jiǎn)便，缺點(diǎn)是其信道估計(jì)對(duì)噪聲比較敏感。從式(17)可以看出，當(dāng)較大時(shí)，和會(huì)有較大的誤差。為了降低噪聲影響，本文采用基于DFT的信道估計(jì)方法[19]。由于水聲信道具有稀疏性，信道的大部分能量集中在少數(shù)的幾條路徑，利用這種特性可以在時(shí)域進(jìn)行降噪處理。對(duì)估計(jì)的信道進(jìn)行IDFT處理：

5 仿真分析

本節(jié)對(duì)所提出的均衡方法進(jìn)行仿真比較分析。采用的水聲信道為實(shí)際試驗(yàn)測(cè)量所得，具體參數(shù)如表1所示，表中已對(duì)衰落系數(shù)進(jìn)行了歸一化處理。信道共有5條主要路徑，最大多徑時(shí)延擴(kuò)展達(dá)到31.1 ms。仿真中假設(shè)信道已知，接收機(jī)采用的均衡算法包括MMSE均衡、文獻(xiàn)[14]所采用的低復(fù)雜度IBDFE、文獻(xiàn)[15]采用的HD-IBDFE和SD-IBDFE。

表 1 水聲信道參數(shù)

仿真數(shù)據(jù)為二進(jìn)制隨機(jī)數(shù)據(jù)，數(shù)據(jù)塊長(zhǎng)度為1024, PN序列采用m序列，長(zhǎng)度為128，信號(hào)調(diào)制方式為4 bit相位偏移調(diào)制(QPSK)，符號(hào)速率為2k symbols/s，有效數(shù)據(jù)率為3500 bps，低復(fù)雜度IBDFE參數(shù)設(shè)置如文獻(xiàn)[14]，HD-IBDFE和SD- IBDFE迭代次數(shù)設(shè)置為4次。圖2給出了在表1所示信道模型下不同均衡算法的誤符號(hào)率(SER)曲線。由圖中可以看出，MMSE均衡性能最差，其次是低復(fù)雜度IBDFE，采用4次迭代的HD-IBDFE能夠降低誤碼率，而4次迭代的SD-IBDFE性能最優(yōu)。在信道已知情況下，在誤符號(hào)率為處，與迭代4次的HD-IBDFE相比，迭代4次的SD- IBDFE的信噪比增益約為2 dB；在采用信道估計(jì)情形下，所有方法都會(huì)存在性能損失，HD-IBDFE和SD-IBDFE兩種方法的性能差距有所縮小，但依舊存在1 dB以上的增益，體現(xiàn)了SD-IBDFE算法的優(yōu)越性。

6 湖上試驗(yàn)研究

為驗(yàn)證所提方法在實(shí)際復(fù)雜水聲信道中的通信性能，課題組于2011年11月在陜西泔河水庫(kù)進(jìn)行了湖上高速率水聲通信的試驗(yàn)研究。試驗(yàn)區(qū)域地理

圖2 不同均衡器算法的SER曲線

環(huán)境如圖3所示，試驗(yàn)水域呈現(xiàn)一個(gè)不規(guī)則的斜V字型。發(fā)射船拋錨于碼頭處，發(fā)射端水深約為4 m，發(fā)射換能器布放深度為1 m。接收船到達(dá)就位點(diǎn)后，漂浮于湖面上，速度約為0.5 kn，試驗(yàn)區(qū)域水溫基本恒定。就位點(diǎn)水深為12.5 m，接收端采用陣列接收，共6個(gè)接收水聽器，布放深度為3 m。發(fā)射和接收換能器皆無指向性。通信試驗(yàn)時(shí)，發(fā)射船和接收船主輔機(jī)停機(jī)，發(fā)射船和接收船之間的直線距離約為1.8 km，通信距離與水深之比大于100，屬淺水信道。湖底為泥沙，聲波反射較小，但碼頭岸基為水泥材質(zhì)，聲波反射較大。

發(fā)射信號(hào)頻段為2~6 kHz，載波頻率為4 kHz，水聽器采樣頻率為36 kHz。數(shù)據(jù)調(diào)制方式為QPSK，發(fā)射數(shù)據(jù)為隨機(jī)二進(jìn)制數(shù)，發(fā)射數(shù)據(jù)共包含30個(gè)數(shù)據(jù)塊，每個(gè)數(shù)據(jù)塊包含插入的PN碼和數(shù)據(jù)信息，PN碼長(zhǎng)度為256的m序列，通信數(shù)據(jù)的碼元寬度為0.5 ms，有效數(shù)據(jù)率為3000 bps，有效數(shù)據(jù)量為23040 bit。

接收端利用線性調(diào)頻信號(hào)進(jìn)行信號(hào)同步、多普勒頻偏估計(jì)和補(bǔ)償，殘余Doppler頻移通過相鄰的兩個(gè)PN序列進(jìn)行估計(jì)。同時(shí)利用每個(gè)數(shù)據(jù)塊中插入的PN碼進(jìn)行信道估計(jì)，初始信道估計(jì)方法為文獻(xiàn)[20]中的壓縮感知稀疏信道估計(jì)方法。圖4為不同時(shí)刻對(duì)信道沖激響應(yīng)的估計(jì)結(jié)果?？梢钥闯觯捎谒畮?kù)水深較淺，并且發(fā)射端離岸邊較近，造成發(fā)射聲波的多次發(fā)射，使得試驗(yàn)水聲信道為一密集多徑信道。由圖4可見，信道具有一定的時(shí)變性，多徑擴(kuò)展約為30 ms，相當(dāng)于60個(gè)碼元寬度，在主路徑之前有較強(qiáng)的多徑干擾。

分別采用文獻(xiàn)[14]所采用的低復(fù)雜度IBDFE、文獻(xiàn)[15]所采用的HD-IBDFE和本文所提出的SD- IBDFE對(duì)試驗(yàn)數(shù)據(jù)進(jìn)行處理，其中低復(fù)雜度IBDFE參數(shù)設(shè)置與文獻(xiàn)[14]中相同，迭代次數(shù)為2次，HD- IBDFE和SD-IBDFE的最大迭代次數(shù)為5次。需要指出的是，1次迭代的HD-IBDFE由于沒有反饋，即相當(dāng)于MMSE均衡器。

圖3 試驗(yàn)區(qū)域地理環(huán)境 圖4 試驗(yàn)時(shí)變信道沖激響應(yīng)函數(shù)圖

表2給出了6個(gè)接收水聽器，4種均衡器不同迭代次數(shù)時(shí)的誤碼率。從表上可以看出，相比于MMSE均衡器(1次迭代的HD-IBDFE)，采用迭代形式的IBDFE能明顯的提高系統(tǒng)性能；2次迭代的低復(fù)雜度IBDFE的誤碼率維持在左右，相比之下，2次迭代的HD-IBDFE和SD-IBDFE誤碼率都有一定程度的降低，當(dāng)然其計(jì)算復(fù)雜度也相應(yīng)提高；經(jīng)過5次迭代后，對(duì)于單通道無編碼數(shù)據(jù)，未采用迭代信道估計(jì)的HD-IBDFE系統(tǒng)的誤碼率維持在左右，相比于2次迭代的HD- IBDFE，其誤碼率下降效果并不明顯；而5次迭代的SD-IBDFE系統(tǒng)誤碼率為，相比于2次迭代處理，誤碼率下降了一個(gè)數(shù)量級(jí)?？梢婋S著迭代次數(shù)增加，SD-IBDFE誤碼率降低效果顯著；而對(duì)于HD-IBDFE，由于硬判決會(huì)引入錯(cuò)誤判決符號(hào)，增加迭代次數(shù)，性能提高并不明顯。

同時(shí)表2還給出了采用迭代信道估計(jì)后HD- IBDFE和SD-IBDFE的誤碼結(jié)果。由于接收船未拋錨固定，試驗(yàn)信道表現(xiàn)出慢時(shí)變性，從數(shù)據(jù)處理結(jié)果上看，采用迭代信道估計(jì)對(duì)HD-IBDFE和SD- IBDFE性能都有一定的提高，但是對(duì)于HD-IBDFE系統(tǒng)，其性能增益更大。這是因?yàn)槲床捎玫诺拦烙?jì)的HD-IBDFE系統(tǒng)性能較差，當(dāng)提高信道估計(jì)精度后就能很好的改進(jìn)系統(tǒng)性能?？梢妼?duì)于這種慢時(shí)變信道，采用迭代信道估計(jì)后，SD-IBDFE的誤碼率依舊低于HD-IBDFE，為后者的一半左右，體現(xiàn)了SD-IBDFE的優(yōu)勢(shì)。

表3給出了3種均衡器的輸出信噪比結(jié)果。從表上可以得到，HD-IBDFE和SD-IBDFE的輸出信噪比明顯高于低復(fù)雜度IBDFE；而HD-IBDFE和SD-IBDFE兩者相比，SD-IBDFE的輸出信噪比HD-IBDFE高了1.50 dB左右，證明了本方法性能優(yōu)于HD-IBDFE方法。

為了進(jìn)一步對(duì)比HD-IBDFE和SD-IBDFE性能，圖5和圖6給出了在使用第3個(gè)接收水聽器，不同迭代次數(shù)時(shí)HD-IBDFE和SD-IBDFE輸出信號(hào)的星座圖和。從圖上可明顯看出，采用SD-IBDFE輸出星座圖隨著迭代次數(shù)的增加分隔越來越明顯。對(duì)兩種均衡器的輸出信噪比進(jìn)行比較，對(duì)于HD-IBDFE，迭代2次比迭代1次輸出信噪比增益為0.89 dB，而迭代5次相比迭代2次有1.29 dB的增益；對(duì)于SD-IBDFE，迭代2次比迭代1次輸出信噪比增加了1.54 dB，而迭代5次相比迭代2次有1.7 dB的增益。與HD-IBDFE相比，SD-IBDFE在第2次和第4次迭代輸出信噪比增益分別為0.79 dB和1.20 dB?？梢娫黾拥螖?shù)，能夠明顯提高SD-IBDFE性能，而對(duì)于HD-IBDFE，性能提高并不明顯。此結(jié)論也可由表2中誤碼率結(jié)果對(duì)比得出，這是因?yàn)镾D-IBDFE采用軟信息迭代方式，能夠較好地消除硬判決造成的誤差傳播。

表 2 QPSK調(diào)制單通道的誤碼率(%)

圖5 第3通道QPSK實(shí)驗(yàn)結(jié)果：HD-IBDFE輸出星座圖和輸出信噪比

圖6 第3通道QPSK實(shí)驗(yàn)結(jié)果：SD-IBDFE輸出星座圖和輸出信噪比

表 3 迭代5次單通道的輸出信噪比對(duì)比(dB)

6 結(jié)論

本文對(duì)單載波塊迭代判決反饋均衡水聲通信方法進(jìn)行了研究，提出了基于軟判決的塊迭代判決反饋均衡器。通過對(duì)均衡器輸出信號(hào)進(jìn)行軟符號(hào)判決，將得到的軟信息進(jìn)行反饋，以消除信道影響；同時(shí)利用PN碼來作為循環(huán)前綴并進(jìn)行信道估計(jì)、殘留多普勒補(bǔ)償。為了適應(yīng)水聲信道的時(shí)變性，采用了迭代信道估計(jì)。由仿真結(jié)果可知，SD-IBDFE均衡算法明顯優(yōu)于HD-IBDFE均衡算法。對(duì)所提的方法進(jìn)行了湖上試驗(yàn)驗(yàn)證，試驗(yàn)處理結(jié)果表明該方法在通信距離為1.8 km的淺水復(fù)雜信道條件下，單通道無編碼誤碼率達(dá)到，能實(shí)現(xiàn)有效數(shù)據(jù)率為3000 bps的通信。與其它已有的水聲通信均衡處理方法相比，該均衡器能夠明顯提高系統(tǒng)可靠性。

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景連友： 男，1986年生，博士生，研究方向?yàn)樗曂ㄐ拧⑿诺谰?、信道估?jì).

何成兵： 男，1981年生，副教授，研究方向?yàn)樗曂ㄐ?、通信信?hào)處理.

張玲玲： 女，1986年生，博士生，研究方向?yàn)樗曂ㄐ拧⑿诺谰?

孟慶微： 男，1980年生，講師，研究方向?yàn)樗曂ㄐ?、Turbo均衡.

黃建國(guó)： 男，1945年生，教授，研究方向?yàn)樗滦盘?hào)處理、水聲通信.

張群飛： 男，1980年生，教授，研究方向?yàn)殛嚵行盘?hào)處理、水下信號(hào)處理.

Foundation Items: The National Natural Science Foundation of China (61471298, 61271415, 61401499)

Iterative Block Decision Feedback Equalizer with Soft Detection for Underwater Acoustic Channels

JING Lianyou①HE Chengbing①ZHANG Lingling①M(fèi)ENG Qingwei②HUANG Jianguo①ZHANG Qunfei①

①(School of Marine Science and Technology, Northwestern Polytechnical University, Xi’an 710072, China)②(Information and Navigation Institute, Air Force Engineering University, Xi’an 710077, China)

In single-carrier modulation system with frequency domain equalization, Decision Feedback Equalizer with a Hybrid time-frequency structure (H-DFE) is attractive for its performance; the complexity is also significant, especially for very dispersive channels. Iterative Block Decision Feedback Equalizer with Hard Detection (HD-IBDFE) system performance degrades caused by errors in symbol decision and it needs to calculate the correlation factor of the transmitted and hard detected data. To solve these problems, Iterative Block Decision Feedback Equalizer with Soft Detection (SD-IBDFE) is introduced to improve the system performance. The receiver feedbacks the soft information of the equalizer’s output. The iterative channel estimation is adopted in order to deal with the time-varying underwater acoustic channels. Simulation results show that SD-IBDFE is superior to HD-IBDFE obviously for underwater acoustic channel. One underwater acoustic communication system is designed and tested in the lake. At a distance of 1.8 km with complex channel condition, the useful data rate of around 3000 bps is achieved with uncoded bit error ratesin lake experiment.

Underwater acoustic communication; Single Carrier Frequency Domain Equalization (SC-FDE); Decision Feedback Equalizer with Soft Detection (SD-DFE); Iterative channel estimation; Lake experiment

TN929.3

A

1009-5896(2016)04-0885-07

10.11999/JEIT150669

2015-06-04；改回日期：2015-12-25；網(wǎng)絡(luò)出版：2016-02-18

何成兵 hcb@nwpu.edu.cn

國(guó)家自然科學(xué)基金()