基于組合型雙向DC-DC變換器的超級電容儲能系統(tǒng)控制策略分析與設計

武　偉，謝少軍，張　曌，陳文明，裴興華

（1.南京航空航天大學自動化學院，南京210016；2.南京麥格安倍電氣科技有限公司，南京211100）

基于組合型雙向DC-DC變換器的超級電容儲能系統(tǒng)控制策略分析與設計

武偉1，謝少軍1，張曌1，陳文明1，裴興華2

（1.南京航空航天大學自動化學院，南京210016；2.南京麥格安倍電氣科技有限公司，南京211100）

研究了一種基于組合型雙向DC-DC變換器BDC（bidirectional DC-DC converter）的超級電容儲能系統(tǒng)，該系統(tǒng)采用多組多通道交錯Buck/Boost雙向變換器串聯(lián)，既可實現(xiàn)開關電流和電壓應力的降低也可實現(xiàn)電感量的減小，同時有助于減輕超級電容單體電壓低與應用場合電壓高間的矛盾。串聯(lián)變換器模塊間的均壓控制是該系統(tǒng)穩(wěn)定運行的關鍵之一?；陔p向變換器的小信號模型分析了超級電容儲能系統(tǒng)電流控制與變換器模塊均壓控制的關系，設計了組合型雙向DC-DC變換器的雙閉環(huán)控制策略，在穩(wěn)定控制超級電容充/放電電流的同時實現(xiàn)模塊輸入電壓均衡的解耦控制。進一步根據(jù)母線電壓變化及超級電容荷電水平提出了儲能系統(tǒng)能量控制策略。通過兩組三相交錯Buck/Boost級聯(lián)BDC儲能系統(tǒng)的實驗驗證了控制策略的有效性。

儲能系統(tǒng)；超級電容；雙向DC/DC變換器；能量管理；控制策略

引言

超級電容是一種具有高功率密度、高充/放電效率、長循環(huán)壽命的儲能元件［1］，在很多電能轉(zhuǎn)換應用場合中發(fā)揮著重要的作用，如混合動力車輛［2，3］、可再生能源發(fā)電系統(tǒng)［4，5］、微電網(wǎng)系統(tǒng)［6，7，8］、軌道交通車輛制動能量吸收利用系統(tǒng)［9-13］等。在這些應用場合采用超級電容儲能系統(tǒng)不僅能夠降低系統(tǒng)成本、提高系統(tǒng)效率，同時還能提高整個系統(tǒng)的性能。

然而在一些高電壓、大功率等級的儲能系統(tǒng)應用場合中，由于儲能元件單體（包括超級電容單體、鋰電池單體等）電壓較低，通常需要多個單體或組件串聯(lián)構成儲能元件組以適應高壓應用要求。而儲能元件單體的參數(shù)離散型較大，采用過多的單體進行串聯(lián)組合需要考慮電壓均衡問題［1，14-16］，由于均衡的限制，儲能系統(tǒng)難以采用大量單體或組件串聯(lián)。目前，超級電容器組應用的最高電壓場合是在直流750 V軌道交通牽引供電系統(tǒng)（牽引網(wǎng)電壓波動范圍為500～900 V［17］）中，通過采用傳統(tǒng)的Buck/Boost雙向DC-DC變換器實現(xiàn)能量的雙向流動，超級電容組的上限電壓通常在600 V以下［9，10，13］。對于750 V以上的牽引供電系統(tǒng) （如1 500 V牽引供電系統(tǒng)，牽引網(wǎng)電壓波動范圍為1 000～1 800 V［17］），超級電容單體的串聯(lián)數(shù)目要增加1倍，變換器開關管的耐壓值至少在3 300 V以上，該要求增加了開關器件的選擇難度，同時過大電壓變化率（du/dt）會對系統(tǒng)帶來較強的干擾。因此，在1 500 V及以上的牽引供電系統(tǒng)中，還未見有成熟的超級電容儲能系統(tǒng)工程應用。

針對1 500 V及以上牽引直流供電系統(tǒng)，文獻［13］研究了超級電容儲能系統(tǒng)的功率變換方案，針對1 500 V軌道交通車輛再生制動能量吸收系統(tǒng)提出了由4個額定電壓為375 V的超級電容儲能模塊串聯(lián)的儲能系統(tǒng)功率變換方案，但該文獻僅對電路拓撲進行了基本的原理分析和設計，對系統(tǒng)的控制及能量管理策略并未作深入研究；文獻［18］采用H橋級聯(lián)變換器作為應用于交流電網(wǎng)的儲能變換方案，該方案降低了每個儲能模塊（蓄電池）的電壓等級；文獻［19］提出了基于MMC雙向DC-DC變換器MMC-BDC（modular multilevel converter-bidirectional DC-DC converter）的超級電容儲能系統(tǒng)，該系統(tǒng)要實現(xiàn)在高壓場合的應用還需解決系統(tǒng)啟動、模塊均壓、雙向能量流動控制及模塊冗余控制等一系列問題；文獻［20］對比分析了幾種可用于高壓大功率儲能的變換器方案，并指出將多相交錯Buck/ Boost BDC（bidirectional DC-DC converter）拓撲與基于半橋高壓側(cè)級聯(lián)BDC拓撲進行組合的儲能拓撲，既可實現(xiàn)開關電流和電壓應力的降低也可實現(xiàn)電感能量的減少，在高壓、大功率雙向電能變換場合具有優(yōu)勢。

在文獻［20］的基礎上，本文研究了采用多相交錯Buck/Boost BDC拓撲與基于半橋高壓側(cè)級聯(lián)BDC拓撲組合的組合型BDC拓撲，該組合型拓撲的低壓側(cè)超級電容組端電壓上限取決于級聯(lián)模塊的數(shù)目（超級電容組端電壓上限通常低于550 V），通過多組級聯(lián)即可實現(xiàn)超級電容器組在750 V以上直流供電系統(tǒng)的應用。介紹了用于直流電網(wǎng)儲能的組合型雙向DC-DC變換電路，基于超級電容組儲能的基本原理，分析了模塊均壓控制與超級電容充/放電電流控制的關系，提出了一種雙閉環(huán)控制策略，實現(xiàn)了模塊的均壓控制和超級電容充/放電電流控制的解耦。根據(jù)母線電壓及超級電容荷電狀態(tài)SOC（state of charge）水平提出了相應的能量控制策略。最后，通過實驗驗證了方法的有效性。

1　基于組合型BDC的儲能系統(tǒng)基本原理

基于組合型BDC功率電路的儲能系統(tǒng)如圖1所示，它采用N個多相交錯Buck/Boost BDC模塊在高壓側(cè)依次串聯(lián)構成，每個多相交錯BDC模塊采用M個半橋Buck/Boost BDC拓撲并聯(lián)而成，各模塊低壓側(cè)分別接超級電容組。N個BDC模塊通過占空比控制實現(xiàn)模塊的均壓，以降低開關管的電壓應力。

超級電容組處于儲能狀態(tài)時，雙向DC-DC變換器工作在降壓模式，各半橋模塊的上橋臂開關管Tij（i=1，2，…，N；j=1，3，5，…，（2M-1））、下橋臂二極管Dij（i=1，2，…N；j=2，4，6，…，2M）及電感Lij（i=1，2，…N；j= 1，2，…，M）組成Buck變換器，直流母線側(cè)能量轉(zhuǎn)移至超級電容。

超級電容組處于釋能狀態(tài)時，雙向DC-DC變換器工作在升壓模式，半橋模塊的下橋臂開關管Tij（i=1，2，…，N；j=2，4，6，…，2M）、上橋臂二極管Dij（i=1，2，…，N；j=1，3，5，…，（2M-1））及電感Lij（i=1，2，…N；j= 1，2，…，M）組成Boost變換器，超級電容組的能量轉(zhuǎn)移至直流母線側(cè)。

為減小超級電容充/放電電流紋波，并降低濾波電感體積、重量，M相交錯Buck/Boost BDC模塊各半橋的占空比采用依次滯后（Ts為單半橋拓撲的開關周期）時間控制，輸出的電流紋波頻率為單半橋的M倍，且總輸出電流紋波幅值比單半橋的紋波幅值大為減小。

圖1　基于組合型BDC的儲能系統(tǒng)電路原理Fig.1　Energy storage system based on combined BDC

以第1個串聯(lián)模塊為對象，對多相交錯并聯(lián)拓撲的輸出電流紋波進行數(shù)學分析［19］，可得到低壓側(cè)總輸出電流紋波幅值的表達式為

式中：ΔiL1i（i=1，2，…，M）為各路電感電流紋波幅值；Δisc1為模塊1中M路電感電流疊加后的紋波幅值；D為半橋上管的占空比，且滿足1，2，…，M-1。

則低壓側(cè)總輸出電流紋波幅值的歸一化表達式為

圖2所示為低壓側(cè)總輸出電流歸一化紋波幅值與占空比之間的關系，圖中分別給出了M=2、3、4時紋波幅值與占空比的關系曲線。由圖可看出隨著交錯通道數(shù)目的增加，總輸出電流紋波抵消效果愈明顯。對于M相交錯并聯(lián)系統(tǒng)，在占空比分別為時，總輸出電流的紋波為0。實際應用時，通常結(jié)合應用場合的功率大小，從變換器電流紋波要求、功率器件和無源器件成本及控制復雜程度等方面綜合考慮來選取交錯并聯(lián)的通道數(shù)目。

圖2　輸出電流歸一化紋波幅值與占空比關系曲線Fig.2 Relationship curves of normalization current and duty cycle

2　基于組合型BDC的控制策略

組合型BDC是一種一端串聯(lián)一端獨立的變換系統(tǒng)，通過控制濾波電感Lij（i=1，2，…，N；j=1，2，…，M）的電流控制儲能系統(tǒng)能量的流動。要實現(xiàn)該系統(tǒng)的穩(wěn)定可靠運行，變換器控制層面需要包含兩個控制環(huán)節(jié)，一是控制超級電容充/放電電流（即電感電流）的電流閉環(huán)，另一個是實現(xiàn)模塊串聯(lián)側(cè)均衡工作的均壓環(huán)，二者通過調(diào)節(jié)模塊的占空比來實現(xiàn)控制。為了簡化系統(tǒng)設計和實現(xiàn)好的控制特性，這兩個閉環(huán)之間應實現(xiàn)解耦控制。

2.1電流控制與模塊均壓控制的關系

在理想條件下，多相交錯Buck/Boost BDC模塊各通道電流幅值相同，只是相位依次滯后，各通道電流相互之間無耦合。為了便于分析各串聯(lián)模塊的均壓控制與電感電流控制的關系，以單通道Buck/Boost BDC串聯(lián)拓撲為對象進行分析，且各模塊的元器件參數(shù)一致，基于單Buck/Boost BDC串聯(lián)的儲能系統(tǒng)如圖3所示。

圖3　基于Buck/Boost BDC的儲能系統(tǒng)電路原理Fig.3　Energy storage system based on Buck/Boost-BDC

忽略開關周期高頻分量，由圖3可得

式中∶ugi為第i模塊的網(wǎng)側(cè)電壓；di為第i模塊橋臂上管的占空比變量；usi為第i模塊低壓側(cè)端電壓；ug為直流網(wǎng)側(cè)總電壓。

濾波電感Li（i=1，2，…，N）的電流iLi與各模塊電壓之間滿足的關系為

式中：uLi為第i模塊電感的端電壓；usci為第i模塊超級電容組的端電壓；L為濾波電感感值，對濾波電感Li有L1=L2=…=LN=L；RL為濾波電感Li的等效串聯(lián)電阻。

由式（3）～式（5）得

假設式（6）中的占空比變量di由2部分組成［20］，采用文獻［20］的分析方法，可表示為

式中，dIi（i=1，2，…，N）由系統(tǒng)輸出電流閉環(huán)產(chǎn)生，可定義為基本占空比信號；dSi（i=1，2，…，N）由均壓環(huán)產(chǎn)生，可定義為均壓占空比信號，由此來推導2個控制環(huán)路解耦所需要滿足的條件。

結(jié)合式（6）和式（7）可寫出相應的擾動方程［20］，即

式中∶Ugi、Usci、ILi（i=1，2，…，N）和D為穩(wěn)態(tài)分量；（i=1，2，…，N）分別為擾動分量。消去直流分量及略去2階擾動分量，可得

式（9）可寫成

若

則式（10）變?yōu)?/p>

式（11）和式（12）說明，當系統(tǒng)均壓環(huán)產(chǎn)生的各模塊占空比之和為0時，電感電流僅與超級電容端電壓擾動、模塊輸入電壓擾動和系統(tǒng)輸出電流閉環(huán)產(chǎn)生的占空比擾動有關，即系統(tǒng)的均壓環(huán)和電流環(huán)之間解耦。

2.2模塊控制策略的實現(xiàn)

由式（10）～式（12）可以得出基于組合型BDC儲能變換器控制策略，如圖4所示。圖中，uaver為N組雙向變換器模塊高壓側(cè)的平均電壓，前N-1個模塊的高壓側(cè)的電壓ugi（i=1，2，…，N-1）與各模塊均壓控制信號uaver做差后經(jīng)均壓調(diào)節(jié)器Gsh輸出均壓調(diào)節(jié)信號ush_Ei（i=1，2，…，N-1），第N個模塊的均壓調(diào)節(jié)信號則為前N-1個ush_Ei（i=1，2，…，N-1）之和再取反，以滿足式（11）?？刂齐娏鞯膮⒖贾蹬c各均壓控制環(huán)輸出值疊加，疊加后的值后作為各模塊電流環(huán)的給定值，經(jīng)電流環(huán)調(diào)節(jié)器GI和限幅環(huán)節(jié)后作為各模塊的占空比給定信號，最終實現(xiàn)輸出電流穩(wěn)定和各模塊高壓側(cè)的均壓。

圖4　基于Buck/Boost儲能變換器控制策略Fig.4　Control strategy of Buck/Boost based energy storage converter

圖4雖然可實現(xiàn)電流控制和電壓均衡控制的解耦，但第N個模塊的控制和其他模塊不一樣，影響了系統(tǒng)的模塊化程度，應予改進。

由于uaver為N組雙向變換器模塊高壓側(cè)的平均電壓，即有

由圖4可得

基于式（14），圖4可以改進為圖5，使得各模塊控制環(huán)路相同，便于模塊化實現(xiàn)。

圖5　基于Buck/Boost儲能變換器的模塊化控制策略Fig.5　Modular control strategy of Buck/Boost based energy storage converter

2.3模塊控制策略的實現(xiàn)

圖5的控制策略實現(xiàn)了電流環(huán)和均壓環(huán)解耦，因此電流環(huán)和均壓環(huán)可以分別單獨設計。

2.3.1 電流環(huán)設計

圖3所示基于Buck/Boost的BDC，采用狀態(tài)空間平均法建立互補PWM控制的Buck/Boost雙向變換器的小信號模型，各模塊電流環(huán)的系統(tǒng)框圖如圖6所示。圖6中GI為電流環(huán)調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)，GM為PWM的傳遞函數(shù)，GID為占空比至電感電流的傳遞函數(shù)，KI為電流采樣系數(shù)。

圖6　電流環(huán)控制模型Fig.6 Model of current loop control

圖6中各傳遞函數(shù)分別為

式中：KIP、KII分別為電流環(huán)調(diào)節(jié)器的比例和積分系數(shù)；VM為PWM中的三角波幅值；D、ILi0、Ugi0分別為占空比、電感電流及模塊輸入電壓的穩(wěn)態(tài)值。式（17）的推導方法參見文獻［21］。

則電流閉環(huán)傳遞函數(shù)為

2.3.2 均壓環(huán)設計

均壓環(huán)可以單模塊系統(tǒng)為對象進行設計。系統(tǒng)框圖如圖7所示，圖中Gsh為電壓環(huán)調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)，ΦI為電流內(nèi)環(huán)傳遞函數(shù)，GUI為電感電流至模塊輸入端電壓的傳遞函數(shù)，KU為模塊輸入端電壓采樣系數(shù)。

圖7　均壓環(huán)控制模型Fig.7 Model of voltage sharing control

圖7中各傳遞函數(shù)分別為

式（19）中，KVP、KVI分別為均壓環(huán)調(diào)節(jié)器的比例和積分系數(shù)。式（20）的推導方法參見文獻［21］。

則均壓環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)為

結(jié)合控制需求可對系統(tǒng)控制參數(shù)進行設計。

3　基于組合型BDC的儲能系統(tǒng)能量控制策略

儲能系統(tǒng)通常以穩(wěn)定電網(wǎng)側(cè)的電壓為控制目標，針對組合型BDC超級電容儲能系統(tǒng)設計了一種能量管理策略。

超級電容器存儲的能量Wsc與端電壓之間具有確定的關系，即

因而對SOC的判斷簡單而準確，系統(tǒng)的能量管理較方便，只需檢測端電壓就可以，

式中：Csc為超級電容器的容量；Usc為超級電容端電壓；Urated為超級電容的額定電壓。

兼顧超級電容組和電網(wǎng)兩方面要求設計系統(tǒng)的能量管理策略：①結(jié)合超級電容的SOC決定超級電容儲能裝置的工作狀態(tài)通?；诔夒娙輭勖桶踩目紤]，當SOC≤0.25時，禁止釋能；0.25＜SOC＜1時，由網(wǎng)側(cè)電壓決定超級電容儲能或釋能；SOC≥1時，禁止儲能。②結(jié)合網(wǎng)側(cè)電壓幅值決定儲能系統(tǒng)的能量存儲狀態(tài)。網(wǎng)側(cè)電壓高于額定電壓上限設定值時，系統(tǒng)儲能；網(wǎng)側(cè)電壓低于額定電壓下限設定值時，系統(tǒng)釋能。

圖8　儲能系統(tǒng)能量控制策略框圖Fig.8 Block diagram of energy management strategy

能量管理策略的實現(xiàn)框圖如圖8所示，系統(tǒng)采用4個電壓調(diào)節(jié)環(huán)。GPI1_BUS為母線電壓上限電壓調(diào)節(jié)器，GPI2_BUS為母線電壓下限電壓調(diào)節(jié)器，GPI3_SC為超級電容電壓上限電壓調(diào)節(jié)器，GPI4_SC為超級電容電壓下限電壓調(diào)節(jié)器。各調(diào)壓環(huán)后有相應的限幅環(huán)節(jié)，通過疊加運算后確定在不同條件下能量的流向（定義系統(tǒng)儲能時電流流向為正，變換器處于Buck工作模式；系統(tǒng)釋能時電流流向為負，變換器處于Boost工作模式）。

3.1儲能狀態(tài)分析

當直流母線電壓Ug大于設定的上限值UBUS_max時，調(diào)節(jié)器GPI1_BUS正飽和，輸出最大值Ilimit；調(diào)節(jié)器GPI2_BUS正飽和，輸出最大值0，則無論超級電容下限電壓控制器狀態(tài)如何，電流參考值ISC_boost為0。此時，雙向變換器工作于降壓，也就是儲能模式，其電流給定值取決于超級電容的SOC值。

（1）若超級電容的最大電壓Usca大于設定的最大參考電壓Usc_max，調(diào)節(jié)器GPI3_SC正飽和，輸出最大值 Ilimit，則電流參考值 ISC_buck為 0，最終輸出電流參考值Iref為0。

（1）若Usca小于 Usc_max，調(diào)節(jié)器GPI3_SC負飽和，輸出最小值 0，則電流參考值 ISC_buck為 Ilimit，最終輸出電流參考值Iref為Ilimit。

3.2釋能狀態(tài)分析

當直流母線電壓Ug小于設定的下限值UBUS_min時，調(diào)節(jié)器GPI1_BUS負飽和，輸出最小值0，無論超級電容組最大電壓狀態(tài)如何，電流參考值ISC_buck為0；調(diào)節(jié)器GPI2_BUS負飽和，輸出最小值-Ilimit。此時，雙向變換器工作于升壓，也就是釋能模式，其電流給定值取決于超級電容的SOC值。

（1）若超級電容的最小電壓Uscb小于最小參考電壓Usc_min，調(diào)節(jié)器 GPI4_SC負飽和，輸出最小值-Ilimit，則電流參考值ISC_buck為0，最終輸出電流參考值Iref為0。

（2）若Uscb大于 Usc_min，調(diào)節(jié)器 GPI4_SC正飽和，輸出最大值0，則電流參考值ISC_boost為-Ilimit，最終輸出電流參考值Iref為-Ilimit。

3.3釋能狀態(tài)分析

當直流母線電壓Ug介于設定的上限值UBUS_max與下限值UBUS_min之間時，調(diào)節(jié)器GPI1_BUS負飽和，輸出最小值0，無論超級電容組最大電壓狀態(tài)如何，電流參考值ISC_buck為0；調(diào)節(jié)器GPI2_BUS正飽和，輸出最大值0。綜上無論超級電容組端電壓如何，最終輸出電流參考值Iref為0，即系統(tǒng)處于待機狀態(tài)。

在待機狀態(tài)或當超級電容電壓超上限/下限時，圖9中的Iref=0，在該條件下可以分以下3種情況討論能量管理策略和電壓均分策略的作用。

（1）網(wǎng)側(cè)電壓均衡時，即Ugi=Uaver，此時ush_Ei=0，疊加后Irefi=0，保持超級電容端電壓不變，同時串聯(lián)模塊保持均壓。

（2）網(wǎng)側(cè)電壓由于動態(tài)擾動不均衡時，即Ugi≠Uaver，此時ush_Ei≠0，疊加后Irefi≠0，由于網(wǎng)側(cè)串聯(lián)的均壓電容容值遠小于超級電容的容值，通過很小的Irefi調(diào)節(jié)即可實現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電壓的均衡，并穩(wěn)定在Ugi= Uaver，最終保持系統(tǒng)穩(wěn)定在 Irefi=0，而對超級電容端電壓幾乎無影響。

（3）若網(wǎng)側(cè)串聯(lián)模塊因故障等原因使得串聯(lián)側(cè)電壓不均衡，即Ugi≠Uaver，需要通過ush_Ei≠0持續(xù)調(diào)節(jié)模塊串聯(lián)側(cè)的均壓，此時Irefi≠0一直持續(xù)，超級電容端電壓會受此影響而繼續(xù)增加或減小，此時還需要超級電容過壓/欠壓保護限制，當電壓超過該限制值時系統(tǒng)停機保護。

根據(jù)能量管理策略確定了儲能系統(tǒng)電流參考給定后，結(jié)合第2節(jié)的雙閉環(huán)控制策略，可得到基于組合型雙向DC-DC變換器的控制框圖，如圖9所示。系統(tǒng)的電流參考Iref與模塊均壓控制量ush_Ei（i=1，2，…，N）疊加后作為各模塊電感電流的給定，并與實際電感電流作差后經(jīng)電流調(diào)節(jié)器，再經(jīng)限幅環(huán)節(jié)作為各模塊開關的PWM調(diào)制信號控制各模塊的開關動作，同一模塊中PWM環(huán)節(jié)的三角載波相位依次滯后，以實現(xiàn)M相交錯控制。

圖9　結(jié)合了能量管理策略的組合型BDC儲能變換器控制框圖Fig.9 Control block diagram of combined-BDC based ESS with energy management strategy

4　實驗與結(jié)果

結(jié)合1 500 V供電制式的軌道交通應用場合，采用兩組三通道Buck/Boost雙向DC-DC變換器級聯(lián)的組合型BDC方案（即圖1中N為2，M為3）設計了超級電容儲能系統(tǒng)，并驗證組合型BDC拓撲改善充放電電流紋波的效果及所提出的變換器控制策略和儲能系統(tǒng)能量管理策略的有效性。

系統(tǒng)的相關參數(shù)如下：超級電容器組采用Maxwell公司的BCAP2000型號超級電容單體進行串聯(lián)使用，單組額定容值18.6 F；6個濾波電感感值相同，為1.6 mH；濾波電容Cf為2 000 μF；各模塊開關頻率5 kHz，上下管開關互補工作，各模塊的三角載波依次移相120°；超級電容充/放電電流Ilimit限制在±15 A；直流母線電壓上限值UBUS_max設為1 500 V，下限值UBUS_min設為1 400 V；超級電容的最大參考電壓Usc_max設為550 V，最小參考電壓Usc_min設為275 V。儲能系統(tǒng)控制部分采用TI公司的DSP芯片TMS320LF2407結(jié)合 Lattice公司的 LCMXO640 FPGA芯片組合搭建。

整個實驗平臺搭建如下：直流側(cè)母線額定電壓1 500 V（采用三相自耦調(diào)壓器調(diào)壓，經(jīng)2臺隔離變壓器隔離后分別采用三相不控整流橋整流，再將兩整流后的輸出串聯(lián)作為直流源，通過調(diào)節(jié)輸出電壓在1 100～1 800 V范圍變化來模擬網(wǎng)側(cè)直流源的電壓擾動），負載電阻為80 Ω。

圖10給出了基于組合型BDC儲能系統(tǒng)的實驗波形。圖10（a）～（c）為組合型BDC的模塊1上橋臂占空比分別為1/3、1/2和2/3時，三路電感電流和疊加后輸出電流的波形。由圖可以看出，三通道交錯并聯(lián)模塊在占空比為1/3和2/3時，總輸出電流的紋波為0；在占空比為1/2時，總輸出電流的紋波頻率為單通道電流紋波頻率的3倍，同時紋波幅值大大的減小。這些實驗結(jié)果切合了圖2中曲線M=3 在D=1/3、1/2和2/3三點的計算結(jié)果，驗證了電感電流計算的正確性。

圖10（d）和（e）所示為在牽引網(wǎng)側(cè)電壓1 400 V、超級電容組端電壓400 V條件下，充/放電電流指令分別由15 A跳變至-15 A及由-15 A跳變至15 A時，超級電容儲能系統(tǒng)的充/放電電流階躍響應實驗波形。由圖可見，電流環(huán)響應時間為30 ms，較為快速。由此證明了電流環(huán)設計的穩(wěn)定性、準確性和快速性。同時，串聯(lián)模塊輸入側(cè)電壓動態(tài)最大偏差為20 V（由于電容側(cè)電壓紋波造成），平均值偏差僅5 V，處于誤差范圍內(nèi)（包括了電壓采樣調(diào)理電路和軟件運算導致的合理誤差），系統(tǒng)采用雙閉環(huán)控制策略實現(xiàn)了輸入側(cè)的電壓均分，滿足系統(tǒng)設計要求。實驗證實電壓均衡環(huán)的設計是有效的，能夠與電流環(huán)解耦工作，同時實現(xiàn)電流的穩(wěn)定、準確、快速控制與串聯(lián)電容的電壓均衡。

圖10（f）為母線電壓在1 100～1 800 V之間波動，系統(tǒng)在釋能與儲能模態(tài)間轉(zhuǎn)換時兩模塊輸入電壓、模塊1超級電容端電壓及模塊1超級電容的充/放電電流波形，可以看出當網(wǎng)側(cè)電壓高于1 500 V時系統(tǒng)運行于儲能模態(tài)；當網(wǎng)側(cè)電壓低于1 400 V時系統(tǒng)轉(zhuǎn)換為釋能狀態(tài)；當網(wǎng)側(cè)電壓處于1 400～1 500 V之間時儲能系統(tǒng)的充放電電流控為0，系統(tǒng)處于待機狀態(tài)。由此儲能系統(tǒng)的能量管理策略的設計是有效的，能符合當前應用場合的實際需求。為了進一步觀察儲能系統(tǒng)在網(wǎng)側(cè)電壓變化時，不同模態(tài)轉(zhuǎn)換的模塊間均壓情況，將圖10（f）在Δta處的波形作進一步展開，如圖10（g）所示，同時將圖10（g）中在Δtb和Δtc處的波形亦作進一步展開，如圖10（h）和10（i）所示。在所有的工作模態(tài)下，系統(tǒng)在控制充放電電流穩(wěn)定的同時，串聯(lián)側(cè)兩模塊電壓動態(tài)最大偏差為20 V（包括了電壓采樣調(diào)理電路和軟件運算導致的合理誤差），能夠?qū)崿F(xiàn)串聯(lián)側(cè)模塊電壓的均衡?？偨Y(jié)以上，說明該儲能系統(tǒng)的能量管理策略能夠與前面設計的電流環(huán)和電壓均衡環(huán)同時工作，根據(jù)網(wǎng)側(cè)電壓的變化實現(xiàn)對電能的有效吸收和釋放利用。

圖10　基于組合型BDC的儲能系統(tǒng)主要波形Fig.10　Main waveforms of energy management based combination BDC

5　結(jié)語

本文介紹了基于組合型BDC的儲能系統(tǒng)的工作原理，得出了系統(tǒng)實現(xiàn)電流控制和電壓均衡解耦的條件，并提出了模塊化的雙閉環(huán)解耦控制策略，分析了雙閉環(huán)系統(tǒng)的設計方法?；讵毩⒅绷骶W(wǎng)電壓控制目標，提出了基于網(wǎng)側(cè)電壓和超級電容SOC的儲能系統(tǒng)管理策略。通過實驗驗證了提出的能量管理和雙閉環(huán)解耦控制策略可以簡便地實現(xiàn)能量的雙向流動和各模塊間電壓均衡控制。同時，基于組合型BDC的儲能系統(tǒng)在降低開關器件的電壓、電流應力的同時將電感電流的紋波頻率提高了M倍，對降低電感的體積和重量有極大的幫助，是一種具有很好推廣應用價值的高壓大功率儲能方案。

［1］顧帥，韋莉，張逸成，等.超級電容老化特征與壽命測試研究展望［J］.中國電機工程學報，2013，33（21）∶145-153.Gu Shuai，Wei Li，Zhang Yicheng，et al.Prospects of ageing characteristic and life test research on supercapacitors ［J］.Proceedings of the CSEE，2013，33（21）：145-153（in Chinese）.

［2］徐劍鳴，康云龍，溫懋勤，等.電動汽車復合能源系統(tǒng)設計［J］.電力系統(tǒng)自動化，2012，36（3）∶60-64.XuJianming，Kang Yunlong，Wen Maoqin，et al.Design of hybridpowersystemofelectricvehicle［J］.AutomationofElectricPowerSystems，2012，36（3）：60-64（inChinese）.

［3］Carter R，Cruden A，Hall P J.Optimizing for efficiency or battery life in a battery/supercapacitor electric vehicle［J］.IEEE Transactions on Vehicular Technology，2012，61（4）：1526-1533.

［4］鄒見效，戴碧蓉，彭超，等.基于荷電狀態(tài)分級優(yōu)化的混合儲能風電功率平抑方法［J］.電力系統(tǒng)自動化，2013，37 （24）∶1-6.Zou Jianxiao，Dai Birong，Peng Chao，et al.Wind power smoothing method using hybrid energy storage system based on SOC hierarchical optimization［J］.Automation of Electric Power Systems，2013，37（24）∶1-6（in Chinese）.

［5］趙艷雷，李海東，張磊，等.基于快速儲能的風電潮流優(yōu)化控制系統(tǒng)［J］.中國電機工程學報，2012，32（13）∶21-32.Zhao Yanlei，Li Haidong，Zhang Lei，et al.Wind power flow optimization and control system based on rapid energystor-age［J］.Proceedings of the CSEE，2012，32（13）：21-32（in Chinese）.

［6］譚興國，王輝，張黎，等.微電網(wǎng)復合儲能多目標優(yōu)化配置方法及評價指標［J］.電力系統(tǒng)自動化，2014，38（8）∶7-14.Tan Xingguo，Wang Hui，Zhang Li，et al.Multi-objective optimization of hybrid energy storage and assessment indices in micro-grid［J］.Automation of Electric Power Systems，2014，38（8）∶7-14（in Chinese）.

［7］張國駒，唐西勝，齊智平.超級電容器與蓄電池混合儲能系統(tǒng)在微網(wǎng)中的應用［J］.電力系統(tǒng)自動化，2010，34（12）∶85-89.Zhang Guoju，Tang Xisheng，Qi Zhiping.Application of hybrid energy storage system of super-capacitors and batteries in a microgrid［J］.Automation of Electric Power Systems，2010，34（12）：85-89（in Chinese）.

［8］李逢兵，謝開貴，張雪松，等.基于鋰電池充放電狀態(tài)的混合儲能系統(tǒng)控制策略設計［J］.電力系統(tǒng)自動化，2013，37 （1）∶70-75.Li Fengbing，Xie Kaigui，Zhang Xuesong，et al.Control strategy design for hybrid energy storage system based on charge/discharge status of lithium-ion battery［J］.Automation of Electric Power Systems，2013，37（1）∶70-75（in Chinese）.

［9］Steiner M，Klohr M，Pagiela S.Energy storage system with ultracaps on board of railway vehicles［C］.European Conference on Power Electronics and Applications，Aalborg，Denmark，2007.

［10］Barrero R，Mierlo J，Tackoen X.Energy saving in public transport［J］.IEEE Vehicular Technology Magazine，2008，3 （3）∶26-36.

［11］Tani A，Camara M B，Dakyo B.Energy management based on frequency approach for hybrid electric vehicle applications∶fuel-cell/lithium-battery and ultracapacitors ［J］.IEEE Transactions on Vehicular Technology，2012，61 （8）∶3375-3386.

［12］Blanes J M，Gutierrez R，Garrigos A，et al.Electric vehicle battery life extension using ultracapacitors and an FPGA controlled interleaved buck-boost converter［J］.IEEE Transactionson Power Electronics，2013，28（12）∶5940-5948.

［13］許愛國，謝少軍，姚遠，等.基于超級電容的城市軌道交通車輛再生制動能量吸收系統(tǒng)［J］.電工技術學報，2010，25（3）∶117-123. Xu Aiguo，Xie Shaojun，Yao Yuan，et al.Regenerating energy storage system based on ultra-capacitor for urban railway vehi-cles［J］.Transactions of China Electrotechnical Society，2010，25（3）：117-123（in Chinese）.

［14］陳洋，劉曉芳，楊世彥，等.串聯(lián)電池組有源均衡拓撲結(jié)構綜述［J］.電源學報，2013，11（5）∶28-36.Chen Yang，Liu Xiaofang，Yang Shiyang，et al.Overview of active equalization topologies for series connected batteries［J］.Journal of Power Supply，2013，11（5）∶28-36 （in Chinese）.

［15］Uno M，Tanaka K.Single-switch multioutput charger using voltage multiplier for series-connected lithium-ion battery/supercapacitor equalization［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2013，60（8）∶3227-3239.

［16］Uno M，Kukita A.Double-switch equalizer using parallel-or series-parallel-resonant inverter and voltage multiplier for se-ries-connected supercapacitors［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2014，29（2）：812-828.

［17］國家技術監(jiān)督局.地鐵直流牽引供電系統(tǒng)∶GB10411-89 ［S］.北京：中國標準出版社，1989.

［18］毛蘇閔，蔡旭.大容量鏈式電池儲能功率調(diào)節(jié)系統(tǒng)控制策略［J］.電網(wǎng)技術，2012，36（9）∶226-231.Mao Sumin，Cai Xu.Control strategy for power conditioning system of large capacity cascaded battery energy storage system［J］.Power System Technology，2012，36（9）：226-231（in Chinese）.

［19］Montesinos-Miracle D，Massot-Campos M，Bergas-Jane J，et al.Design and control of a modular multilevel DC-DC converter for regenerative applications［J］.IEEE Trans on Power Electronics，2013，28（8）∶3970-3979.

［20］武偉，謝少軍.用于軌道交通超級電容儲能的雙向DC-DC變換器拓撲分析與比較［J］.電工技術學報，2013，28（S1）∶406-416.Wu Wei，Xie Shaojun.Analyzing and comparing bi-direction DC-DC converter for ultra-capacitor based energy storage system in urban rail transit［J］.Transactions of China Electrotechnical Society，2013，28（S1）：406-416（in Chinese）.

［21］陳武.多變換器模塊串并聯(lián)組合系統(tǒng)研究［D］.南京：南京航空航天大學，2009.Chen Wu.Research on Series-Parallel Conversion Systems

Consisting of Multiple Converter Modules［D］.Nan Jing：Nanjing University of Aeronautics and Astronautics，2009（in Chinese）.

［22］張國駒，唐西勝，周龍，等.基于互補PWM控制的Buck/

Boost雙向變換器在超級電容器儲能中的應用［J］.中國電機工程學報，2011，31（6）∶15-21.

Zhang Guoju，Tang Xisheng，Zhou Long，et al.Research on complementary PWM controlled Buck/Boost Bi-directional converter in supercapacitor energy storage［J］.Proceedings of the CSEE，2013，31（6）∶15-21（in Chinese）.列多峰最大功率點跟蹤中的應用［J］.中國電機工程學報，2012，32（4）∶42-48，20.

Zhu Yanwei，Shi Xinchun，Dan Yangqing，et al.Application of PSO algorithm in global MPPT for PV array［J］.Proceedings of the CSEE，2012，32（4）∶42-48，20（in Chinese）.

馬昊

武偉

作者簡介：

武 偉（1983-），男，博士研究生，研究方向為功率電子變換技術和儲能技術，E-mail：wujia2006@126.com。

謝少軍（1968-），男，博士，教授，研究方向為功率電子變換技術和可持續(xù)能源發(fā)電技術，E-mail：eeac@nuaa.edu.cn。

張曌（1993-），男，通信作者，博士研究生，研究方向為功率電子變換技術，E-mail：zhao.zz.zhang@nuaa.edu.cn。

陳文明（1981-），男，學士，助理工程師，研究方向為教學和電源開發(fā)工作，E-mail：wmnuaa@nuaa.edu.cn。

裴興華（1987-），男，碩士研究生，助理工程師，研究方向為功率電子變換技術，E-mail：xingh_p@sina.cn。

Analysis and Design of Control Strategy for Combined-BDC Based Ultra-capacitors Energy Storage Systems

WU Wei1，XIE Shaojun1，ZHANG Zhao1，CHEN Wenming1，PEI Xinghua2
（1.College of Automation Engineering，Nanjing University of Aeronautics&Astronautics，Nanjing 210016，China；2.Nanjing Megampere Electric Sci-tech Co.，Ltd.，Nanjing 211100，China）

A novel energy storage system（ESS）with ultra-capacitors（UCs）which is based on the combined bidirectional DC/DC converter（BDC）was studied.The system utilizes the series connection of several multi-channel interleaving Buck/Boost bidirectional DC/DC converters.This structure enables reduction of the inductance and the stress of the switching currents and voltages，and the inconsonance between low monomer voltage rating of the UCs and requirements in the high voltage applications can be mitigated in this system.Since the voltage equalization of input sides is critical for stable operation of the system，the inherent relationships between the system current control and the input sides voltage sharing were analyzed based on the small signal model.Based on the analysis，a double closed-loop control strategy for the combined BDC based ESS，which decouples the inductance current control and the BDC voltage sharing control，was presented.Furthermore，the energy management strategy based on the DC bus voltage and the state-ofcharge（SOC）of the UCs was proposed.The effectiveness of the proposed control strategies for the combined BDC based UCs ESS is validated by the experimental results.

energy storage system（ESS）；ultra-capacitor；bidirectional DC/DC converter（BDC）；energy management；control strategy

10.13234/j.issn.2095-2805.2016.3.83

TM 53

A

馬昊（1990-），男，通信作者，碩士研究生，研究方向：光伏發(fā)電、人工智能在電力系統(tǒng)的應用，E-mail：mahao@tju.edu.cn。

張慶超（1956-），男，博士，碩士生導師，研究方向：電力系統(tǒng)故障診斷、人工智能在電力系統(tǒng)的應用、電力電子在電力系統(tǒng)應用，E-mail：qczhang@tju.edu.cn。

2015-09-23