DC 110 V/AC 220 V單相逆變器的研制

羅進(jìn)，汪敏

(江蘇先特能源裝備有限公司，江蘇南京210016)

DC 110 V/AC 220 V單相逆變器的研制

羅進(jìn)，汪敏

(江蘇先特能源裝備有限公司，江蘇南京210016)

針對電壓單環(huán)SPWM單相逆變器在非線性負(fù)載條件下的響應(yīng)較慢，以及在大功率條件下開關(guān)頻率不宜過高等問題，采用電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的控制算法，結(jié)合單極性倍頻SPWM調(diào)制方式，使逆變器動態(tài)響應(yīng)明顯提高，并且利用較低開關(guān)頻率，得到畸變率低的輸出電壓波形?；贒SP數(shù)字技術(shù)，對電源系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)前級Boost方式的DC/DC變換、后級SPWM方式的DC/AC逆變。研制了一臺10 kW的車載單相逆變器工程樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，整個控制系統(tǒng)穩(wěn)定可靠，電氣性能滿足技術(shù)要求。

單相逆變器；正弦波脈寬調(diào)制；倍頻；雙環(huán)控制

高質(zhì)量的單相逆變電源中全橋架構(gòu)是非常重要的架構(gòu)，全橋逆變控制方式主要分為雙極性控制方式和單極性控制方式[1]。雙極性控制是對角的一對開關(guān)為同步開關(guān)，橋臂上下管之間除死區(qū)時(shí)間外為互補(bǔ)開關(guān)，控制相對簡單，但是存在開關(guān)損耗高、開關(guān)諧波含量高、電磁干擾大、直流分量大等缺點(diǎn)，采用單極性控制可以很好地解決這些問題。因此本文采用Boost電路對供電電源進(jìn)行DC/DC變換后，再采用基于單極性倍頻的SPWM調(diào)制的方法，使逆變電源系統(tǒng)在較低的開關(guān)頻率下，得到很好的輸出波形，達(dá)到指標(biāo)要求。

1 主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

整個單相逆變電源系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，前級采用Boost升壓電路將DC 110 V電源升到DC 340 V。為了防止電容充電電流過大，采用電阻R1給電容C1充電限流，當(dāng)電容電壓基本達(dá)到電源電壓時(shí)，吸合開關(guān)K2，使R1短路，減少電路損耗。由L、S、D、C2組成基本的Boost電路，R2為C2提供放電回路，也充當(dāng)Boost電路輸出的小負(fù)載，為了減小系統(tǒng)的功率損耗，R2取值15 kΩ。后級采用的是全橋逆變方式，濾波電路采用LCL濾波輸出。

圖1 逆變電源系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

2 單極性倍頻SPWM調(diào)制方式

常用的SPMW波調(diào)制中，開關(guān)頻率和輸出脈沖頻率是相等的。但是在大功率條件下，開關(guān)頻率過高會導(dǎo)致開關(guān)損耗增大，開關(guān)管發(fā)熱嚴(yán)重；大容量開關(guān)器件高速通斷，會產(chǎn)生很高的電壓尖峰，有可能造成開關(guān)管或其他元件被擊穿。但是，開關(guān)頻率降低會使輸出波形中含量變高，不能滿足最終指標(biāo)要求。為了提高輸出波形質(zhì)量，通常的做法是加大主電路后端LC濾波器參數(shù)，但是加大LC濾波器參數(shù)會使逆變器體積變大、成本增加，所以就出現(xiàn)了單極性倍頻SPWM調(diào)制方式[2-3]。

單極性倍頻SPWM調(diào)制方式采用如圖2所示的單極性調(diào)制方法，圖中兩調(diào)制波是相差180°的正弦波，它們與三角載波比較生成的驅(qū)動信號控制上橋臂開關(guān)管，取互補(bǔ)信號驅(qū)動下橋臂開關(guān)管。由于IGBT關(guān)斷需一定的過渡過程，因此實(shí)際驅(qū)動中上、下橋臂的驅(qū)動信號存在一定的死區(qū)時(shí)間。圖中高頻逆變器輸出高頻脈寬電壓為ab，經(jīng)LC低通濾波器濾波后輸出220 V正弦交流電。由ab可以看出一個載波周期內(nèi)有2次狀態(tài)轉(zhuǎn)變，所以其頻率是開關(guān)管頻率的兩倍。

圖2 單極性倍頻SPWM調(diào)制原理

3 電源控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)

3.1 控制系統(tǒng)算法設(shè)計(jì)

本系統(tǒng)采用DSP控制芯片對逆變器進(jìn)行控制。前級通過電壓閉環(huán)調(diào)節(jié)Boost變換器占空比達(dá)到直流穩(wěn)壓，后級通過SPWM調(diào)制以及輸出電壓環(huán)和電感電流環(huán)的雙環(huán)控制[4]，既能保證系統(tǒng)輸出電壓的穩(wěn)態(tài)精度，又能保證在瞬變負(fù)載條件下有更好的動態(tài)特性。前級Boost變換器穩(wěn)壓控制框圖如圖3所示，圖中DSP采樣得到的電壓反饋信號與設(shè)定電壓進(jìn)行比較，根據(jù)誤差信號進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，PI調(diào)節(jié)器輸出信號由DSP內(nèi)部脈沖生成單元與三角載波比較產(chǎn)生PWM驅(qū)動信號，通過不斷調(diào)節(jié)Boost變換器中開關(guān)管占空比，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓功能。

圖3 Boost變換器穩(wěn)壓控制框圖

逆變電源一般采用SPWM技術(shù)，這種技術(shù)在傳統(tǒng)上采用平均值電壓反饋，在線性負(fù)載條件下，顯示出良好的性能。但對非線性負(fù)載引起的沖擊響應(yīng)較慢，而且控制環(huán)節(jié)增多使穩(wěn)定性設(shè)計(jì)產(chǎn)生困難。雖然可用瞬時(shí)值電壓反饋的SPWM技術(shù)來解決，但此種技術(shù)仍屬于周波內(nèi)響應(yīng)，非線性負(fù)載的沖擊響應(yīng)仍然很慢。由于逆變電源輸出濾波器對系統(tǒng)的模型影響很大，輸入電壓的波動幅值和負(fù)載的性質(zhì)、大小的變化范圍往往比較大，這些都增加了控制對象的復(fù)雜性，使得控制對象模型的高階性、不確定性、非線性顯著增加。近幾年采用電流模式的SPWM控制技術(shù)，基本上能解決非線性負(fù)載響應(yīng)很慢的缺點(diǎn)，使逆變電源性能不斷提高。本系統(tǒng)中前級DC/DC變換采用電壓單環(huán)控制，實(shí)現(xiàn)Boost輸出電壓的穩(wěn)定；后級DC/AC逆變采用電壓瞬時(shí)值環(huán)和電流瞬時(shí)值環(huán)的雙環(huán)控制，雙環(huán)控制方案的電流內(nèi)環(huán)增大了逆變器控制系統(tǒng)的帶寬，使得逆變器動態(tài)響應(yīng)加快，對非線性負(fù)載擾動的適應(yīng)能力加強(qiáng)，輸出電壓的諧波含量減小。逆變器的雙環(huán)控制一般分兩類：一類是以濾波電容電流為內(nèi)環(huán)被控量的電容電流內(nèi)環(huán)電壓外環(huán)控制，一類是以濾波電感電流為內(nèi)環(huán)被控量的電感電流內(nèi)環(huán)電壓外環(huán)控制。因?yàn)樵陔娙蓦娏鲀?nèi)環(huán)電壓外環(huán)控制系統(tǒng)中增加電流限幅環(huán)節(jié)，只能限制電容電流大小，負(fù)載電流和電感電流完全不受其約束，因而不能通過限流實(shí)施對逆變電源的保護(hù)。因此本系統(tǒng)采用電感電流為內(nèi)環(huán)被控量，其控制結(jié)構(gòu)如圖4所示。負(fù)載電流0作為逆變器的外部擾動信號，處在電感電流內(nèi)環(huán)環(huán)路之外，即內(nèi)環(huán)路對負(fù)載擾動毫無作用。電感電流負(fù)反饋有一種維持電感電流幅值不變的趨勢，系統(tǒng)加上負(fù)載時(shí)，維持電感電流恒定的結(jié)果只能是任由負(fù)載從濾波電容中汲取電流，從而使電容電壓大幅降低。

圖4 電感電流內(nèi)環(huán)電壓外環(huán)控制系統(tǒng)方框圖

在Matlab/Simulink中，逆變系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖5所示，仿真系統(tǒng)中采用電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)和電流內(nèi)環(huán)P調(diào)節(jié)的雙環(huán)控制方式，在突加與突減負(fù)載情況下得到的仿真結(jié)果如圖6所示。由仿真結(jié)果可以看出系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)很快，輸出電壓波形能很快恢復(fù)到正常狀態(tài)。

圖5 逆變系統(tǒng)仿真結(jié)構(gòu)

圖6 仿真波形

3.2 控制系統(tǒng)采樣電路的硬件設(shè)計(jì)

圖7 信號調(diào)理電路

整個系統(tǒng)的電壓、電流信號的采集都是通過霍爾傳感器將輸入電壓、輸出電壓與輸出電流信號轉(zhuǎn)換為小電流信號，通過如圖7所示的調(diào)理電路直接連接到DSP的AD采樣端口。調(diào)理電路原理：信號經(jīng)過小電感L1加在R1上，從而使電流小信號轉(zhuǎn)換為電壓信號，小電感起防干擾作用；之后經(jīng)過電壓跟隨器，其主要是起隔離和增強(qiáng)驅(qū)動能力的作用；最后經(jīng)過一個二階低通濾波器輸出給DSP的AD引腳。由于DSP的AD轉(zhuǎn)換信號在0～3 V之間，因此加了二極管起限幅作用，控制輸入電壓在3 V以內(nèi)。二階低通濾波器的傳遞函數(shù)為：

3.3 控制系統(tǒng)的軟件設(shè)計(jì)

在以TMS320F28335為主控芯片的控制板上實(shí)現(xiàn)整個電源的系統(tǒng)控制，包括Boost升壓、SPWM逆變、Boost輸出過欠壓保護(hù)、系統(tǒng)輸入過欠壓保護(hù)、系統(tǒng)輸出過欠壓保護(hù)、輸出限流、傳感器失效保護(hù)、LED故障指示、與上位機(jī)通信等。整個系統(tǒng)的主程序流程如圖8所示，中斷程序流程如圖9所示。采用DSP的SCI外設(shè)與PC機(jī)進(jìn)行實(shí)時(shí)通信，實(shí)現(xiàn)了上位機(jī)對整個系統(tǒng)運(yùn)行狀態(tài)的實(shí)時(shí)監(jiān)測以及一些參數(shù)的在線修改。

圖8 主程序流程

圖9 中斷程序流程

4 系統(tǒng)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

本文設(shè)計(jì)了一臺10 kW的工程樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)參數(shù)為：直流輸入電壓77～143 V；額定輸出功率10 kW；Boost斬波頻率10 kHz；Boost升壓電感2.3 mH；Boost輸出濾波電容6 800μF；逆變頻率10 kHz；輸出濾波電感總值為2 mH，濾波電容為50 μF。

圖10為濾波之前的單極性SPWM波，圖11為濾波后輸出的正弦波，由圖可以看出在較低的開關(guān)頻率下，輸出波形比較平滑，畸變率小，從而有效地減小了功率管的開關(guān)損耗，降低了電磁干擾。圖12為正常加減10 kW負(fù)載時(shí)的波形圖，由圖可知輸出電壓波動比較小，系統(tǒng)調(diào)節(jié)速度也比較快，經(jīng)過幾個周期的調(diào)節(jié)時(shí)間主要是前級Boost輸出電壓環(huán)所影響。在調(diào)試中得出，如果前級Boost閉環(huán)調(diào)節(jié)太快，則在大負(fù)載情況下，輸入電流波動很明顯；如果調(diào)節(jié)太慢，則在切載的情況下，輸出電壓波動較大。因此選擇一個適中參數(shù)，保證輸入電流在小范圍內(nèi)波動，切滿載時(shí)電壓波動不超過10 V。

圖10 逆變輸出波形

圖11 輸出正弦波形

圖12 輸出電壓的實(shí)際波形

5 結(jié)論

本文為解決電壓單環(huán)調(diào)節(jié)在非線性負(fù)載下響應(yīng)慢和在大功率條件下開關(guān)管的開關(guān)頻率不能過高等問題，將單極性倍頻SPWM波調(diào)制方式與電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制結(jié)合起來進(jìn)行仿真研究，并設(shè)計(jì)了一臺單相逆變器工程樣機(jī)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，這種方法應(yīng)用在中大功率逆變電源中效果較好，系統(tǒng)響應(yīng)速度快，輸出波形達(dá)到較高指標(biāo)。

[1]丁道宏.電力電子技術(shù)[M].北京：北京航空工業(yè)出版社，1999.

[2]易小強(qiáng)，裴雪軍，侯婷，等.基于DSP組合式三相逆變電源單極倍頻SPWM研究[J].電力電子技術(shù)，2007，41(6)：77-79.

[3]孫繼健，肖嵐.基于單極性SPWM控制的并網(wǎng)逆變器的研究[J].電力電子技術(shù)，2011，45(1)：71-73.

[4]朱承邦，李樂，王曉鵬.基于SPWM控制的電壓電流雙環(huán)逆變器建模及其仿真[J].中國船舶研究，2009，4(5)：54-58.

Vehicle-mounted single-phase inverter with DC 110 V/AC 220 V

LUO Jin,WANG Min

The problems of slow response of non-linear load in the single-phase inverter using voltage closed-loop SPWM and the lower switching-frequencyunder the condition of high power were considered.The control algorithm based on the outer voltage loop and the inner current loop was adopted,which improved the dynamic response of the inverter distinctly.Further,combining the unipolar frequency doubling SPWM modulation and the lower switching frequency,output voltage waveforms with lower distortion was got.Based on the DSP digital-tech,the DCDC conversion using Boost model was applied to the preceding stage of the whole power system,and the backward stage was used the SPWM DCAC inversion.At last,a type of vehicle-mounted single-phase inverter with 10 kW was designed.The experimental results show that the control system is steady and reliability,and the technology needs can be satisfied by its electricity performance.

single-phase inverter;sinusoidal pulse width modulation;frequency doubling;double loop control

TM 464

A

1002-087 X(2015)03-0583-03

2014-10-16

羅進(jìn)(1984—)，男，湖南省人，碩士，主要研究方向?yàn)殡娏﹄娮蛹夹g(shù)。