同步控制雙向LLC諧振變換器

同步控制雙向LLC諧振變換器

江添洋 張軍明 汪槱生

（浙江大學電氣工程學院 杭州 310007）

本文提出了一種同步控制的雙向LLC諧振變換器。為使變換器在正向、反向工作時拓撲結構相同，在電路中增加了一個輔助電感。該輔助電感除了可以使雙向LLC諧振變換器的雙向工作特性完全對稱外，還可以幫助開關管實現(xiàn)軟開關。文章提出的雙向LLC諧振變換器結構簡單、控制方法易于實現(xiàn)。當變換器開關頻率小于諧振頻率時，所有開關管均可以實現(xiàn)零電壓開通（ZVS）；當變換器開關頻率大于等于諧振頻率時，軟開關特性與傳統(tǒng)LLC諧振變換器相同。因此變換器具有較高的效率，很適合應用于能量雙向流動的場合。同步控制的雙向LLC諧振變換器與傳統(tǒng)二極管整流的單向LLC諧振變換器的工作特性存在差別，為了精確分析，文章提出了新的等效電路模型，并給出了同步控制雙向LLC諧振變換器的電壓增益公式和軟開關條件。最后通過實驗驗證了理論分析的結果。

雙向 諧振變換器 電壓增益 軟開關 高效率

1 引言

為了節(jié)約能源、保護環(huán)境，近年來許多研究都開始關注于合理、有效的利用能源。現(xiàn)代電力電子技術得到了飛速發(fā)展。雙向DC/DC變換技術在許多場應用場合中都具有重要作用，因此是近年來的研究熱點話題[1]。

目前已經(jīng)有很多類型的雙向DC/DC變換器拓撲提出[2-10]。其中隔離型雙向DC/DC變換器主要應用于輸入、輸出端之間電壓差別較大的場合，以及對安全等級有要求的場合中。在隔離型雙向DC/DC變換器中，雙向全橋DC/DC變換器的應用最為廣泛[5-10]。雙向全橋DC/DC變換器利用原副邊之間的移相角傳遞能量，較易實現(xiàn)軟開關，且開關管的電壓、電流應力較小，適合應用于大功率場合。但其存在軟開關范圍窄、關斷電流大、循環(huán)能量大等問題，從而影響了變換器的整體效率。研究中分別通過改進拓撲和控制方法來改善雙向全橋DC/DC變換器的性能。文章[8-10]中通過增大控制自由度來優(yōu)化變換器的性能。但此類控制方法較為復雜，且無法同時解決所有問題。

諧振型DC/DC變換器可以實現(xiàn)零電流關斷（ZCS），因此可以徹底解決循環(huán)能量、關斷損耗等問題。諧振型DC/DC變換器主要可以分為串聯(lián)諧振DC/DC變換器和LLC諧振變換器。文章[11]中提出了雙向串聯(lián)諧振DC/DC變換器拓撲，變換器的最大電壓增益為1，因此只能工作于降壓模式。

相比串聯(lián)諧振變換器，LLC諧振變換器不僅可以實現(xiàn)零電壓開通（ZVS）和ZCS，具有較高的效率，還能夠升壓、降壓工作，因此電壓增益范圍較寬[12-13]。文章[14]中提出了一種應用于電動汽車的雙向LLC諧振變換器拓撲，該拓撲控制方法簡單，但在反向工作時實際仍然是串聯(lián)諧振的結構，變換器只能工作在降壓模式。文章[15-16]中提出了CLLC雙向DC/DC變換器，使變換器具備對稱結構，雙向工作時均可以實現(xiàn)軟開關，但變換器在重載時電壓增益曲線與傳統(tǒng)LLC諧振變換器存在區(qū)別。

本文提出了一種新型雙向LLC諧振變換器，通過增加輔助電感使變換器具有對稱結構。變換器原邊和副邊的開關管采取同步控制的方法，控制策略十分簡單、易于實現(xiàn)，且變換器在正反向工作時均能夠實現(xiàn)軟開關。文章對于同步控制雙向LLC諧振變換器工作特性進行了分析，提出了更加合理的等效電路模型，并基于該模型給出了電壓增益公式并對軟開關特性進行了分析。文章最后通過實驗驗證了理論分析的正確性。

2 變換器工作原理

圖1是雙向LLC諧振變換器的電路拓撲。變換器原邊、副邊均采用全橋結構。原邊為低壓端，電壓設為V1；副邊為高壓端，電壓為V2，變壓器原副邊之間的匝比為1： n。開關管M1-M4為變壓器原邊開關管，其寄生電容分別為Coss1-Coss4。M1、M2所在橋臂為橋臂I，中點為A點；M3、M4所在橋臂為橋臂II，中點為B點。變壓器勵磁電感為Lm1，諧振電容為Cr，諧振電感為Lr。M5-M8為變壓器副邊開關管，寄生電容分別為Coss5-Coss8，輸出濾波電容為Co。M5、M6所在橋臂為橋臂III，中點為C點，M7、M8所在橋臂為橋臂IV，中點為D點。與傳統(tǒng)LLC諧振變換器相比，本章提出的變換器在C點和D點之間連接了額外的電感Lm2。該變換器中，開關管M1-M8均為MOSFET。

圖1 雙向LLC諧振變換器拓撲Fig.1 The proposed bidirectional LLC resonant converter

在正向工作中，原邊作為輸入端，副邊作為輸出端。相應的，反向工作時副邊作為輸入端，原邊作為輸出端。無論變換器正向工作或反向工作，電壓增益的表達式均定義為高壓側電壓V2折算到原邊的電壓與低壓側電壓V1的比值，如式（1）所示。

正向工作中，勵磁電感Lm1始終不參與諧振，只用來幫助原邊開關管實現(xiàn)ZVS。在反向工作中，勵磁電感Lm1構成諧振網(wǎng)絡的一部分，而附加電感Lm2不參與諧振，只用來幫助副邊開關管實現(xiàn)ZVS。若Lm2折算到原邊的電感量與Lm1相等的話，該變換器拓撲可以視為對稱拓撲，變換器正向工作和反向工作的運行原理也將完全相同。因此本文只對變換器正向工作時的運行原理進行分析。

文章提出的雙向LLC諧振變換器采用調(diào)頻控制，具體的控制策略及主要實驗波形如圖2所示，圖2a-2c分別為開關頻率fs小于諧振頻率fr、等于fr以及大于fr三種工作模式。開關管電流與電感電流的關系如式（2）、（3）所示，其中電流正方向已經(jīng)在圖2中標注。由（2）可知，當變換器正向運行時，副邊開關管電流（im5/im8）等于諧振電感電流ir與附加電感電流iLm2之差，因此附加電感Lm2扮演與傳統(tǒng)LLC諧振變換器中勵磁電感相同的角色。而勵磁電感兩端電壓始終等于±V1,勵磁電流iLm2線性變化，由（3）可知，原邊開關管的電流（im1/im4）等于諧振電流ir折算到原邊的值與勵磁電感電流之和iLm1。而傳統(tǒng)LLC諧振變換器中，原邊開關管的電流僅與諧振電流有關，因此勵磁電感Lm1在變換器正向運行時，可以提供額外的電流幫助原邊開關管實現(xiàn)軟開關，比傳統(tǒng)LLC諧振變換器更容易實現(xiàn)ZVS。

圖2 同步控制的雙向LLC諧振變換器電壓、電流波形和控制策略Fig.2 Waveforms of the bidirectional LLC resonant converter with synchronous control method

如圖2所示，開關管M1、M4、M5、M8的驅動信號完全同步，且為50%占空比（忽略死區(qū)時間），M1、M4、M5和M8的開關時序與M2、M3、M6和M7完全互補，因此稱該控制方法為同步控制。

2.1開關頻率小于諧振頻率

當開關頻率fs小于諧振頻率fr時，變換器在半個開關周期內(nèi)共有三個運行模態(tài)。

1）開關模態(tài)1[t0，t1]:

該模態(tài)下，等效電路如圖3（a）所示。在t0時刻之前的死區(qū)之間內(nèi)，諧振電流ir和勵磁電感電流iLm1均為負值，電流流過M1與M4的體二極管，因此t0時刻M1和M4可以實現(xiàn)零電壓開通（ZVS）。又由于諧振電流ir大于附加電感電流iLm2，所以M5和M8同樣可以實現(xiàn)ZVS。

圖3 正向工作中變換器不同階段的等效電路Fig.3 The equivalent circuit of different stages in forward operation

VAB始終等于V1，因此iLm1線性增大。VCD始終等于輸出電壓V2，iLm2同樣線性增大。在該模態(tài)內(nèi)，諧振電容Cr與諧振電感Lr構成諧振網(wǎng)絡，諧振電流ir始終大于附加電感電流iLm2。t1時刻，諧振電流ir與附加電感電流iLm2相等，該模態(tài)結束。

2）開關模態(tài)2[t1，t2]:

該模態(tài)下，開關狀態(tài)未發(fā)生改變，等效電路仍如圖3a所示。t1時刻流過M5和M8的電流減小到0，由于M5和M8仍處于開通狀態(tài)，因此附加電感電流iLm2繼續(xù)增大，諧振網(wǎng)絡仍然由Cr和Lr構成，但ir將小于iLm2，流過M5和M8的電流將從漏極流向源極。由于M5與M8電流反向流動，能量由輸出端向輸入端反饋。勵磁電感Lm1兩端電壓仍然等于V1，因此iLm1繼續(xù)線性增大。t2時刻，M1、M4、M5和M8關斷，模態(tài)2結束，M5與M6的關斷電流小于零。

該模態(tài)下變換器的工作特性與傳統(tǒng)LLC諧振變換器不同，傳統(tǒng)LLC諧振變換器在輸出端開關管電流降至零后，由于二極管電流單向流動的特性，輸出端會被二極管鉗位，進入斷續(xù)導通狀態(tài)。而同步控制的LLC諧振變換器輸出端MOS管始終處于開通狀態(tài)，因此變換器也始終處于連續(xù)導通狀態(tài)。

3）開關模態(tài)3[t2，t3]

此時間段內(nèi)為死區(qū)時間。由于M5、M8關斷電流從漏極流向源極，該電流會對寄生電容Coss5和Coss8充電，當M5、M8兩端電壓被充電至等于V2后，M6與M7兩端電壓降至零，體二極管導通，因此M6與M7可以實現(xiàn)ZVS。該模態(tài)的等效電路如圖3b所示。

當變換器正向運行時，勵磁電感Lm1不參與諧振。由（3）可知，t3時刻iLm1可以提供額外的電流對M1與M4的寄生電容充電，并使M2與M3的寄生電容放電。只需合理設置Lm1的值使iLm1足夠大，則可以在M2與M3開通前將M1與M4的寄生電容充電至V1，因此M2與M3也可以實現(xiàn)ZVS。

由于變換器采用對稱的控制方式，因此在后半個開關周期內(nèi)的運行原理與前半周期完全對稱，文中不再進行詳細分析。當開關頻率小于諧振頻率時，原副邊的所有開關管均可以實現(xiàn)ZVS。

2.2開關頻率等于諧振頻率

當開關頻率fs等于諧振頻率fr時，變換器在半個開關周期內(nèi)只有兩種運行模態(tài)，其等效電路分別如圖3（a）和圖3（b）所示，變換器前半周期和后半周期的運行原理完全對稱。

開關模態(tài)1的工作原理與開關頻率小于諧振頻率時完全一致。當t1時刻半個開關周期結束時，諧振電流ir恰好等于附加電感電流iLm2，輸出端MOS管的關斷電流為零，可以實現(xiàn)ZCS。模態(tài)2為死區(qū)時間，當原邊開關管換流結束后，變換器進入后半周期運行。

當fs=fr時，變換器輸入端所有開關管均可以實現(xiàn)ZVS，輸出端所有開關管可以實現(xiàn)ZCS。

2.3開關頻率大于諧振頻率

當開關頻率大于諧振頻率時，半個周期內(nèi)共有三個運行模態(tài)，且前半周期和后半周期內(nèi)的運行原理完全對稱。

1）開關模態(tài)1[t0，t1]:

該開關模態(tài)與開關頻率小于諧振頻率時的模態(tài)1完全相同，等效電路如圖3（a）所示。

2）開關模態(tài)2[t1，t2]:

t1時刻，半個諧振周期尚未結束，諧振電流ir仍然大于附加電感電流iLm2。此時M5與M8已經(jīng)關閉，輸出端電流流過M5和M8的體二極管并迅速下降，在t2時刻下降至零。該模態(tài)的等效電路如圖3c所示。

3）開關模態(tài)3[t2，t3]:

該模態(tài)的等效電路如圖3b所示，變換器換流。開關模態(tài)2和開關模態(tài)3均在死區(qū)時間內(nèi)完成。

當開關頻率大于諧振頻率時，原邊所有開關管均可以實現(xiàn)ZVS，副邊開關管的關斷電流較小。

由上文分析可知，在變換器正向工作時，諧振電流ir與附加電感電流iLm2的差值決定輸出端開關管的電流大小和方向，附加電感Lm2的作用與傳統(tǒng)LLC諧振變換器中勵磁電感的作用相同。勵磁電感電流iLm1與折算到輸入端的諧振電流之和決定了輸入端開關管的電流大小。

同步控制雙向LLC諧振變換器無論變換器開關頻率如何，變換器原邊開關管均可以實現(xiàn)ZVS；與傳統(tǒng)LLC諧振變換器不同的是，輸出端開關管電流可以反向流動，因此在開關頻率小于諧振頻率時可以實現(xiàn)ZVS，但無法實現(xiàn)ZCS。

3 變換器特性

3.1輸出電壓增益

3.1.1 開關頻率小于諧振頻率

LLC諧振變換器的電壓增益公式可以通過基波等效（FHA）的方式得到，變換器在FHA下的等效負載可以通過等效交流輸出電壓與輸出電流的比值表示。為求出等效負載，首先要對輸出方波電壓進行傅里葉分解，并忽略高次諧波的影響，近似認為只有基波向負載傳遞能量，進而通過基波電壓與交流輸出電流的比值求出交流等效負載的表達式。

在傳統(tǒng)LLC諧振變換器中，由于交流等效輸出電壓與輸出電流的相位近似相同，交流等效負載Re是一個純電阻，其表達式如（4）所示。

但在同步控制的雙向LLC諧振變換器中，電流始終處于連續(xù)導通狀態(tài)，因此等效負載不是純電阻。文章建立了新的等效模型對等效交流負載和電壓增益進行分析?；ǖ刃щ娐啡鐖D4所示。設vA′B是VAB折算到副邊后的電壓，且與VCD相位相同。圖4中，L′m1是勵磁電感折算到副邊的值；ie(t)是變換器副邊的交流電流，其正方向在圖1中給出；Ze為新等效電路模型下的等效負載；(t)和vCD1(t)分別是對方波電壓與VCD進行傅里葉分解后得到的基波分量，表達式如（5）、（6）所示，其中ω代表角頻率，且ω=2πfs。

圖4 基波等效電路圖Fig.4 The equivalent circuit in FHA

將ie(t)近似等效為角頻率為ω、幅值為Ipeak的正弦波。由上文開關頻率小于諧振頻率時變換器的工作原理分析可知，在前半個開關周期內(nèi)變換器副邊的電流會比電壓提前減小至0，即ie(t)的相位超前于vCD1(t)的相位。設ie(t)與vCD1(t)的相位差為φ，ie(t)的表達式如（7）所示。

Ipeak可以通過功率守恒的原理求出，如（8）所示。從而可以得到Ipeak=πV2/2Rocosφ，將其帶入（7）中，得到ie(t)的最終表達式如（9）所示。

等效輸出電壓、電流的向量表達式如（10）所示，進而可以得到等效負載Ze的表達式，如（11）所示。

在得到了該阻抗表達式后，vCD1(t)的幅值VCD1與AB1()vt′的幅值VAB1的關系可以通過圖4根據(jù)分壓原理得出，二者的比值如式（12）所示。

將AB1v′=4nV1/π和VCD1=4nV2/π帶入（12）中，可以得到輸出電壓V2與輸入電壓V1的比值，如（13）所示。

將式（13）進行整理、化簡后，可以得到開關頻率小于諧振頻率時的電壓增益表達式，如（14）所示。其中k=Lm2/Lr是附加電感和諧振電感的比值；Q是品質因數(shù)，其表達式如（15）；x=fs/fr代表歸一化的開關頻率。

由（14）可以看出，在變換器正向工作時勵磁電感Lm1的值對變換器的電壓增益沒有影響。傳統(tǒng)LLC諧振變換器的輸出電壓增益Gt的表達式如（16）所示[17]。比較（14）和（16）可以發(fā)現(xiàn)，由于φ的存在，同步控制LLC諧振變換器在開關頻率小于諧振頻率時電壓增益變小。

由于φ是與負載情況、開關頻率、諧振電感、諧振電容、電壓增益等參數(shù)相關，求解φ得到的是一個超越方程，很難得到φ的解析表達式。為了進一步分析變換器特性，需要得到φ的近似表達式。假設φ只與開關頻率x有關，根據(jù):1）φ與x呈負相關，即隨著開關頻率的減小而增大；2）當開關頻率等于諧振頻率即x=1時，φ=0；3）φ最大值為π/2?？梢越茖ⅵ湛闯墒莤的二次函數(shù)，近似表達式如（17）。將（17）帶入（14）中，可以得到開關頻率小于諧振頻率時，電壓增益的近似表達式，如（18）。

3.1.2 開關頻率大于或等于諧振頻率

由前文分析可知，當開關頻率大于或等于諧振頻率時，輸出電壓與輸出電流近似同相，因此φ等于零。將φ=0帶入（14）中得到的電壓增益表達式與（16）完全相同。說明當開關頻率大于諧振頻率時，同步控制LLC諧振變換器與傳統(tǒng)LLC諧振變換器的工作原理相同。

圖5 電壓增益曲線Fig.5 Voltage gain curve

圖6 （a）與單向LLC諧振變換器的增益比較，（b）最大增益與品質因數(shù)Q的關系Fig.6 （a）Comparison of voltage between the proposed converter and the unidirectional LLC converter,（b）Relationship between Q and the maximum voltage gain

圖5 是不同品質因數(shù)Q和電感變比k下同步控制LLC變換器的電壓增益曲線，可以看到品質因數(shù)越大時，電壓增益越小，即負載越重時，增益越??；而當電感變比k增大時，相同負載下的電壓增益也會變小。圖6a是同步控制LLC諧振變換器和傳統(tǒng)LLC諧振變換器的電壓增益曲線的比較，實線代表同步控制LLC諧振變換器，虛線代表傳統(tǒng)LLC諧振變換器。圖6b是變換器的最大增益與Q的關系曲線。陰影區(qū)域所示是當變換器最大增益為1.1時，品質因數(shù)需要滿足的取值范圍。如圖可知，由于φ的存在，同步控制的LLC諧振變換器電壓增益范圍較窄，因此本文提出的拓撲更適合應用于電壓增益保持不變或輸入、輸出電壓變化范圍較小的場合。

3.2軟開關特性

對于變換器原邊開關管，實現(xiàn)ZVS軟開關的條件如（19）所示，其中ir(t0)是t0時刻原邊開關管的電流，并假設其在死區(qū)時間內(nèi)保持不變，tdead是死區(qū)時間，假設原邊MOS管的寄生電容大小相等，值為Coss。

3.2.1 開關頻率小于諧振頻率

開關頻率小于諧振頻率時，變換器副邊交流電流 ie的近似表達式如式（9）所示。iLm1和iLm2的表達式如（20）、（21）所示。假設勵磁電感Lm1與附加電感Lm2折算到原邊的值相等，如（22）所示。將上式帶入（19）中可以得到實現(xiàn)軟開關條件如（23）所示。

3.2.2 開關頻率大于或等于諧振頻率

當開關頻率大于或等于諧振頻率時，輸出電壓與輸出電流之間的移相角近似為0，輸出電流不會反向流動。原邊開關管相對于開關頻率小于諧振頻率時更容易實現(xiàn)軟開關。只要勵磁電感大小滿足（23），則原邊開關管始終可以實現(xiàn)軟開關。

開關頻率大于諧振頻率時，副邊開關管雖無法實現(xiàn)ZCS，但電流會在死區(qū)時間內(nèi)迅速減小至0，關斷電流較小，因此關斷損耗較小。

3.3變換器控制策略

由于同步控制雙向LLC諧振變換器采用了完全對稱的控制策略，因此在開關頻率等于諧振頻率時，流過變換器的能量可以自動雙向流動，并實現(xiàn)動態(tài)平衡。

當變換器副邊電壓V2折算到原邊的值與V1相等時，變換器中沒有能量傳遞。此時若原邊電源電壓V1突然升高或副邊電源電壓V2突然降低，能量將自動由原邊向副邊傳遞，直到V2與nV1重新相當時，能量傳遞結束，變換器重新進入平衡狀態(tài)。類似的，若V1突然降低或V2突然升高時，能量將自動由副邊向原邊傳遞，當V2與nV1相等時，能量傳遞結束。由此可知，當開關頻率等于諧振頻率時，變換器能夠時刻保證電壓增益的恒定。同步控制雙向LLC諧振變換器的這一特點，使其很適合應用于電壓增益保持不變的場合中。

但在實際應用中，變換器元件的實際參數(shù)與理論值無法完全一致，且電路中存在寄生參數(shù)的影響，因此開關頻率很難恰好等于諧振頻率。為此，開關頻率需要具有一定的調(diào)節(jié)能力，以達到要求的電壓增益。

實驗中采用了TI公司的DSP TMS320F28335對變換器進行調(diào)頻控制。DSP通過其A/D模塊，每一個開關周期對輸出電壓進行一次采樣，并通過改變數(shù)字PWM模塊中控制PWM周期的寄存器值來調(diào)節(jié)開關頻率。當發(fā)現(xiàn)輸出電壓高于設定值時，升高開關頻率；當輸出電壓低于設定值時，降低開關頻率。

4 實驗驗證

4.1參數(shù)設計

同步控制的雙向LLC諧振變換器的參數(shù)設計要求如下:

低壓端額定電壓:V1=100V；

高壓端額定電壓:V2=400V；

輸出功率:Po=1kW；

諧振頻率:fr=100kHz。

4.1.1 變壓器匝比n

可以選擇額定端電壓的比值作為變壓器匝比，即n=4。

4.1.2 開關頻率范圍

在實際應用中，諧振電容和諧振電感的選取無法與理論值完全一致，會存在一定的誤差，同時變換器中也存在分布參數(shù)的影響，假設諧振電容Cr和諧振電感Lr的容差范圍為±10%，諧振頻率fr在考慮誤差的情況下實際頻率范圍為90kHz-110kHz。當設fs=100kHz時，歸一化頻率x的實際取值范圍如（24）所示。

為了保證變換器能夠穩(wěn)定運行，電壓增益曲線需要在0.9≤x≤1.1的范圍內(nèi)單調(diào)變化，從而實現(xiàn)開關頻率連續(xù)可調(diào)，使變換器穩(wěn)定運行。

4.1.3 電感變比k

當k越大時，變換器的電壓增益曲線越平緩，電壓增益的最大值也越小，為使電壓增益具有一定的調(diào)節(jié)范圍，k不宜過大。另一方面，當k越小時，勵磁電感Lm1與輔助電感Lm2的取值也越小，會導致MOS管較大的關斷電流，進而增大關斷損耗，因此k不宜過小。綜上，需要折中考慮k對變換器的影響，最終設k=4。

同時根據(jù)式（23）可以得到Lm的取值范圍。當Coss=1 600pF，tdead=100ns，滿載Ro=160Ω時，得到Lm的取值范圍:Lm≤870uH。

4.1.4 諧振參數(shù)

諧振參數(shù)的選擇，要先確定品質因數(shù)的范圍，品質因數(shù)在滿載時為最大值Qmax。為保證此時的電壓增益曲線在x≥0.9時單調(diào)變化，根據(jù)圖6（b），設置一定的電壓增益余量，因此取Qmax=0.2。

諧振電容Cr與Q的關系如（25）所示。滿載情況下，Re=8Ro/π2=129.7，將Q=0.2帶入（25）中可以得到諧振電容Cr的取值范圍:Cr＞61.4nF。為了在實際應用中便于操作，最終選擇諧振電容Cr=66nF。進而可以得到此時諧振電容Lr的取值: Lr=38.4uH。因此Lm2=kLr≈160uH，Lm1=Lm2/n2= 9.4uH。

4.2實驗結果

實驗中搭建了額定輸出功率為1kW的樣機，副邊電壓V2=400V恒定不變。元器件的選擇如表1所示。

表1 同步控制雙向LLC諧振變換器關鍵元器件參數(shù)Tab.1 Key parameters of the proposed converter

圖7是變換器正向工作時開關頻率fs小于諧振頻率fr時的實驗波形，此時開關頻率fs約為90kHz, V1=95V，V2=400V?？梢钥吹剑_關頻率小于諧振頻率時變換器仍然處于連續(xù)導通狀態(tài)，這與理論分析一致。圖7（a）中，開關管換流時刻的諧振電流已經(jīng)降為負值。但由于勵磁電感電流的存在，M4仍然可以實ZVS，如圖7（b）所示。

圖7 開關頻率小于諧振頻率時的實驗波形Fig.7 Waveforms when fsis below fr

圖8 是開關頻率fs大于諧振頻率fr的實驗波形圖，此時開關頻率約為110kHz。輸入端開關管仍然可以實現(xiàn)ZVS。輸出端開關管的關斷電流大于0，由于MOS管的體二極管恢復特性比較差，因此存在一定的振蕩。

圖8 開關頻率大于諧振頻率時的波形Fig.8 W aveforms when fs＞fr

圖9 是變換器反向工作，開關頻率fs小于諧振頻率fr時的波形。如圖所示，變換器副邊MOS管的電壓電流波形與正向運行時原邊MOS管的電壓電流波形類似；原邊MOS管的電壓電流波形與正向運行時副邊MOS管的電壓電流波形類似。這是由于變換器正反向運行時的對稱性，相當于輸入、輸出端對調(diào)了位置。當變換器反向運行，開關頻率大于或等于諧振頻率時，工作特性與傳統(tǒng)LLC諧振變換器相同，因此不再對實驗波形進行分析。

圖9 開關頻率fs小于諧振頻率fr時的實驗波形Fig.9 Waveforms when fsis below fr.

圖10 同步控制LLC諧振變換器與單向LLC諧振變換器的電壓增益比較Fig.10 Comparison of voltage gain between the bidirectional LLC converter with synchronous control method and the unidirectional LLC converter

圖10 對比了相同開關頻率下同步控制LLC諧振變換器和傳統(tǒng)全橋LLC諧振變換器的輸出電壓增益?？梢园l(fā)現(xiàn)，在開關頻率大于諧振頻率時，二者的電壓增益基本相同。而當開關頻率小于諧振頻率時，同步控制的LLC諧振變換器增益小于傳統(tǒng)全橋LLC諧振變換器。這與理論分析的結果一致。在開關頻率接近諧振頻率或大于諧振頻率時，根據(jù)（18）得到的電壓增益曲線與實驗結果相比基本一致，當開關頻率逐漸減小時，增益曲線存在一定的誤差。這主要是因為移相角φ是近似得到的結果。

圖11是變換器的輸出電壓增益為1時，在不同負載情況下的效率測試結果?？梢钥吹阶儞Q器在滿載時的效率大于97%；在變換器的輸出功率為700W時，變換器的效率最高，此時效率約為97.7%。當變換器工作在輕載狀態(tài)時，效率會明顯降低，但變換器整體效率較高。

在變換器電壓增益為1時，原邊開關管可以實現(xiàn)零電壓開通，副邊開關管可以實現(xiàn)零電流關斷，因此開關損耗較低，只存在原邊開關管的開通損耗，測得該損耗在滿載時約為0.5%。變換器的主要損耗來自于原副邊開關管的導通損耗。原邊開關管IPP200N15N3G的導通電阻約為15mΩ，原邊導通損耗約為0.9%；副邊開關管IPP65R110CFD的導通電阻約為0.11Ω，導通損耗約為0.5%。若在樣機中使用導通電阻更小的MOS管或對MOS管進行并聯(lián)，則可以進一步減小導通損耗。除此之外，還存在變壓器的磁損、鐵損，PCB板上的雜散損耗等。由于變換器中使用了額外的電感Lm2，也會導致?lián)p耗的增加。但Lm2的電感量較大，流過Lm2的電流較小，因此對效率產(chǎn)生的影響也并不明顯。

圖11 同步控制LLC諧振變換器和雙向全橋DC/DC變換器的效率比較Fig.11 The comparison of efficiency between the LLC converter with synchronous control method and the DAB converter

5 結語

本文提出了一種同步控制的雙向LLC諧振變換器，由于在變換器中增加了一個輔助電感，因此在正向和反向運行時，變換器的拓撲結構相同，運行原理也完全對稱。另外，輔助電感的存在也使開關管更容易實現(xiàn)軟開關。同步控制的方法十分簡單、易于實現(xiàn)。但同步控制方法使變換器的工作特性發(fā)生改變，變換器始終處于連續(xù)導通狀態(tài)。由于循環(huán)能量的存在，變換器的電壓增益范圍受到限制。為了保證變換器的可靠、高效運行，同步控制雙向LLC諧振變換器的開關頻率調(diào)節(jié)范圍不易過寬，因此其更適用于電壓增益一定的應用場合中。

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A bidirectional LLC resonant converter with synchronous control method is proposed in this paper. In order to achieve the bidirectional operation capability, an auxiliary inductor is added in the converter. In this way the topology in forward operation and backward operation is exactly the same. Also, the auxiliary inductor can help the MOSFETs to achieve soft switching. The control scheme of the proposed bidirectional LLC converter is very simple and it’s easy to be achieved. When the switching frequency is lower than the resonant frequency, all the switches can achieve ZVS; when the switching frequency is higher than the resonant frequency, soft switching condition is same with the traditional LLC resonant converter. So the efficiency of the proposed converter is high, and it’s attractive in the applications which required bidirectional power flow capability. The operation principle of the proposed synchronous LLC resonant converter is different from the traditional LLC converter, and a new equivalent model is proposed to analyze the characters in detail. A prototype is built and experimental results are given to verify the theoretical analysis.

Bidirectional, LLC resonant converter, voltage gain, soft switching, high efficiency

TM46

江添洋 男，1987年生，博士研究生，研究方向為雙向DC/DC變換器。

2015-04-13 改稿日期 2015-07-09

Bidirectional LLC Resonant Converter with Synchronous Control Method

Jiang Tianyang Zhang Junming Yousheng Wang

（College of Electrical Engineering Zhejiang University Hangzhou 310007 China）

張軍明 男，1975年生，博士，研究方向為電力電子系統(tǒng)集成、電源管理及先進電力電子變流技術。