一種基于diC/dt反饋控制的大功率IGBT驅動保護方法

寧紅英 孫旭霞 楊 媛

(西安理工大學自動化與信息工程學院 西安 710048)

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一種基于diC/dt反饋控制的大功率IGBT驅動保護方法

寧紅英 孫旭霞 楊 媛

(西安理工大學自動化與信息工程學院 西安 710048)

針對大功率IGBT提出一種新型的有源門極驅動保護方法。在IGBT正常開通與關斷過程中，利用diC/dt反饋控制，設計軟開通及軟關斷電路，有效縮短IGBT的開通與關斷時間，提高IGBT的開關頻率，減小器件功率損耗；在IGBT發(fā)生短路時，結合diC/dt反饋技術，設計改進型有源鉗位保護電路，實現(xiàn)IGBT軟關斷，防止關斷時產(chǎn)生較大的過沖電壓損壞IGBT，同時有效減小門極觸發(fā)電阻Rg上的損耗。利用Saber軟件進行電路仿真，并基于大功率IGBT模塊YMIF1200-33實驗平臺，驗證方案的可行性，結果表明，相對于傳統(tǒng)控制方案，正常開關情況下，開通時間縮短了26.5%，關斷時間縮短了52.6%；短路情況下，相對于傳統(tǒng)有源鉗位方法，改進方案在有效鉗住VCE電壓的同時，關斷期間門極電阻上的電流減小到原來的35.4%，并能在短路發(fā)生的第一時間迅速可靠地關斷IGBT。

IGBT模塊 驅動保護 開關損耗 軟開關

0 引言

隨著電力電子技術逐步向大功率、模塊化、集成化與高頻化方向發(fā)展，絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)因其優(yōu)異的開關與穩(wěn)態(tài)特性被廣泛應用于各種中高容量功率場合以及要求高開關速度、低損耗的電力電子能量變換領域[1]。IGBT驅動保護電路是前級邏輯信號與功率器件IGBT的接口電路，對IGBT的可靠運行起著至關重要的作用。驅動電路的最優(yōu)化設計，可使得功率器件開關性能達到最優(yōu)，提高電路轉換效率；合理的保護電路，能夠快速有效地辨識故障狀態(tài)，使IGBT安全、可靠地關斷，保證系統(tǒng)的安全穩(wěn)定運行。

為了提高IGBT開關頻率，減小開關損耗，提高電路轉換效率，保證故障情況下器件的可靠關斷，門極驅動保護電路的優(yōu)化設計面臨著巨大挑戰(zhàn)。近年來，通過有效控制門極驅動信號以減小IGBT的開關損耗已有一定的研究基礎。文獻[2，3]中采用退飽和技術，使用二極管作為過電流故障時的檢測器件，此方法不需要額外的電流傳感器，然而為了避免誤觸發(fā)，IGBT工作時存在一個消隱時間，在此時間內大的浪涌電流產(chǎn)生的熱效應將使得器件性能退化或損壞器件；文獻[4]提出一種多級柵極驅動的概念，通過使用較大的柵極電流有效減小開關延時及開關損耗，同時使用較小電流限制電流的上升或下降率，此方法的主要問題是對于IGBT所處階段的精確檢測，控制結構較復雜，且對于不同的IGBT，電路的自適應能力較差；文獻[5]提出利用鎖相環(huán)(PLL)來完成米勒平臺檢測的驅動策略，通過額外加入柵極電流來減小開關損耗，但在瞬態(tài)負載電流下的可操作性較差，固有控制指令的周期性延時使得總效力變差；文獻[6，7]提出利用數(shù)字處理器來提高功率器件的開關性能，根據(jù)功率器件的開關過程，通過控制門極電流，實現(xiàn)開關損耗最小、反向恢復電流及關斷時集-射極之間過電壓較小的最優(yōu)控制，此方案的主要缺陷在于信號傳遞中D-A 與A-D轉換存在較大延時，且高性能的數(shù)字處理器價格昂貴；文獻[8，9]通過對門極電壓或diC/dt的變化進行分析來確定故障狀態(tài)，此方法使得故障檢測時間縮短，可被集成在芯片內，但檢測電路極為復雜，并對寄生電感及反向恢復電流產(chǎn)生的噪聲較敏感，實際使用面臨很大挑戰(zhàn)。

本文針對3 300 V/1 200 A大功率IGBT模塊，采用有源控制技術，當集電極電流發(fā)生變化時，即diC/dt發(fā)生變化，在IGBT模塊的功率發(fā)射極與輔助發(fā)射極之間的寄生電感LEe上將產(chǎn)生感應電勢VEe，以此信號作為控制過程的反饋信號，反映IGBT的開通過程、關斷過程及故障狀態(tài)。正常工作情況下，根據(jù)反饋信號VEe狀態(tài)，實現(xiàn)IGBT的軟開通及軟關斷[10]，縮短開關時間，提高開關頻率，減小開關損耗，使開通及關斷過程可控，改善傳統(tǒng)驅動方式的性能；故障情況下，通過VEe的反饋，對其進行短路狀態(tài)檢測，結合改進型有源鉗位技術，對IGBT實施軟關斷，一方面減小門極觸發(fā)電阻的損耗，另一方面減小開關損耗。

1 驅動保護方案

1.1 IGBT開關特性

IGBT開通、關斷特性曲線如圖1所示。開通過程主要由3個階段構成[2]：①開通延時階段，此階段IGBT柵極-發(fā)射極電壓VGE小于導通閾值電壓Vth，集電極電流iC=0；②VGE>Vth，IGBT導通，iC開始增加，大的diC/dt在器件上產(chǎn)生電流尖峰ΔIrr；③VGE=Vmiller，進入米勒平臺階段，直至IGBT完全導通，此階段iC為一恒定值，VCE在此階段結束時存在一個拖尾電壓。關斷過程經(jīng)歷4個階段[2]：①關斷延時區(qū)，VGE從正向電壓Vcc降至Vmiller，此階段集電極電流iC不發(fā)生變化；②米勒平臺持續(xù)階段，VGE繼續(xù)下降，VCE開始緩慢增加，iC保持不變，結束時，VCE快速增加到母線電壓Udc；③VGE下降到Vth以下，集電極電流iC迅速減小，感性負載中，產(chǎn)生一個非常大的超調電壓ΔVos；④VGE繼續(xù)下降，直到等于反向電壓Vee，由于貯存在漏區(qū)中少子的自然復合而產(chǎn)生一個拖尾電流，iC下降緩慢。

圖1 感性負載下的IGBT開關特性Fig.1 Switching characteristics of IGBT with inductive load

根據(jù)IGBT的結構特征，影響VGE變化速率的主要因素取決于器件內部寄生電容的充放電時間常數(shù)。在IGBT模塊中，功率發(fā)射極與主發(fā)射極之間存在一個寄生電感LEe，當流經(jīng)LEe的電流iC發(fā)生變化時，在LEe兩端產(chǎn)生感應電壓VEe，即

(1)

根據(jù)上述分析，在開通與關斷的不同階段，集電極電流的變化不盡相同，通過對VEe的檢測，即可判斷IGBT開通與關斷過程中的不同階段，控制IGBT內部寄生電容的充放電速度，對IGBT實現(xiàn)軟開通及軟關斷，縮短IGBT開通及關斷時間。

IGBT短路時集電極電流的數(shù)學表達式為

(2)

式(2)表明，短路發(fā)生時，集電極電流的變化率與母線電壓、回路中的電感量有關系，絕大部分的短路，母線電壓都是在額定點，影響短路電流的因素主要是短路回路中的電感量L。在L很小的情況下，將產(chǎn)生很大的短路電流，一方面過大的短路電流沖擊會對IGBT及母線緩沖電容器等器件造成較大影響[11]，另一方面過高的短路電流在器件上產(chǎn)生的熱效應將導致器件失效[12]。

1.2 開通控制方案

IGBT開通過程中，既要加速IGBT的開通過程，又要防止由于開通過快所產(chǎn)生的電流尖峰ΔIrr的影響，就需要合理控制VGE的上升過程，即IGBT內部寄生電容的充電過程。

本文采用的開通控制結構框圖如圖2a所示，主回路采用單相逆變電橋，阻感性負載，母線電壓為1 800 V，控制電路所加電源電壓為0 V和-15 V；驅動電路主要包含主驅動電路和輔助驅動電路兩條通路。主驅動電路為圖2a中的功率放大環(huán)節(jié)，與傳統(tǒng)有源驅動電路一致，對主回路中的驅動電流進行放大；輔助驅動電路為受控通路，主要由電壓鉗位模塊、開通階段檢測模塊以及功率放大2模塊等組成。輔助驅動電路中，兩路電壓鉗位主要是完成脈沖源以及反饋信號VEe的電壓鉗位，鉗位之后，輸出電壓上限為0 V，下限為-15 V，以保證其不超出后級電路輸入信號的閾值；開通階段檢測主要是在此進行前級兩路信號的邏輯運算，利用運算結果對功率放大2環(huán)節(jié)進行控制；功率放大2與主驅動電路中的功率放大環(huán)節(jié)作用相同，主要是對輔助驅動電路中的驅動電流進行放大，產(chǎn)生一個較可觀的輔助充電電流ig2。

圖2 開通、關斷控制實現(xiàn)方案Fig.2 Opening & closing control implementation

在開通階段，脈沖源經(jīng)過電壓鉗位環(huán)節(jié)后，輸出為0 V，此時，若回路中集電極電流不發(fā)生變化或變化非常緩慢，即diC/dt=0，則VEe=0 V，開通階段檢測環(huán)節(jié)接收到此信號后，觸發(fā)功率放大2環(huán)節(jié)，提供輔助充電回路；反之，在開通階段，若集電極電流發(fā)生變化，即diC/dt≠0，則VEe<0，電壓鉗位2輸出-15 V，開通階段檢測環(huán)節(jié)接收到此信號后，輸出發(fā)生翻轉，關斷功率放大2環(huán)節(jié)，輔助充電回路被切斷。

在IGBT開通的第一階段及第三階段，diC/dt=0，開啟功率放大電路2，輔助驅動電路被開啟，提供兩條充電回路，寄生電容CGE的充電電流為(ig1+ig2)，充電電流增加，導通延時縮短，米勒平臺周期及拖尾電壓存在時間縮短，總導通時間縮短；在開通的第二階段，diC/dt≠0，功率放大電路2被關閉，切斷輔助驅動電路，CGE的充電電流僅為ig1，充電過程與傳統(tǒng)驅動時一致，產(chǎn)生的浪涌電流也與傳統(tǒng)控制時一致。仿真波形如圖2b所示，從圖中可看出，電路仿真結果與實際設計要求一致。

1.3 關斷控制方案

IGBT關斷過程中，既要加速IGBT的關斷過程，又要防止由于關斷過快所產(chǎn)生的過沖電壓ΔVOS的影響，就需要合理控制VGE的下降過程，即控制寄生電容上電荷的泄放速度[13，14]。

關斷控制結構框圖如圖2c所示，主電路與開通過程一致，控制電路所加電源電壓為0 V和15 V。與開通過程類似，關斷過程中為了加速寄生電容上電荷的泄放速度，設計兩條放電通路，即主放電通路和輔助放電通路。主放電通路與傳統(tǒng)驅動電路一致，系統(tǒng)在接收到關斷信號后，為寄生電容提供放電通路；輔助放電通路為受控通路，主要由電壓鉗位模塊、關斷階段檢測模塊以及輔助放電開關模塊等組成。輔助放電通路中，兩路電壓鉗位主要是完成脈沖源及反饋信號VEe的電壓鉗位，鉗位之后，輸出信號在0 V與15 V之間，以保證其不超出后級電路輸入信號的閾值；關斷階段檢測主要是在此進行前級兩路信號的邏輯運算，完成關斷過程4個階段的判斷，并對輔助放電開關環(huán)節(jié)進行控制；輔助放電開關主要是根據(jù)前級輸出信號，控制輔助放電通道的開通與關斷，實現(xiàn)寄生電容上電荷泄放速度的控制。

關斷過程中，脈沖源經(jīng)過電壓鉗位環(huán)節(jié)后，輸出電壓為0 V，此時，若集電極電流不發(fā)生變化或緩慢變化，即diC/dt=0，則VEe=0 V，后級關斷階段檢測環(huán)節(jié)接收到此信號后，觸發(fā)輔助放電開關，打開輔助放電支路；反之，在關斷階段，若集電極電流發(fā)生變化，即diC/dt≠0，則VEe>0，電壓鉗位2輸出15 V，關斷階段檢測環(huán)節(jié)接收到此信號后，輸出發(fā)生反轉，關斷輔助放電開關，輔助放電支路被切斷。

在IGBT關斷時的第一階段、第二階段及第四階段，diC/dt=0，打開輔助放電開關環(huán)節(jié)，主放電通道和輔助放電通道同時工作，寄生電容放電電流為(ig1+ig3)，電荷泄放速度加快，關斷延時時間及拖尾電流存在時間縮短，總關斷時間縮短；在關斷的第三階段，diC/dt≠0，輔助放電開關環(huán)節(jié)關閉，輔助放電通道被切斷，寄生電容放電電流僅為ig1，放電過程與傳統(tǒng)關斷時一致，產(chǎn)生的過沖電壓也與傳統(tǒng)控制時一致。關斷過程仿真波形如圖2d所示，從圖中可看出，電路仿真結果與實際設計要求一致。

1.4 短路保護方案

IGBT短路發(fā)生時，在關斷過程中，其電流變化速率非常高，通常可達到每微秒數(shù)百安甚至上千安。如果回路中存在寄生電感，就會產(chǎn)生數(shù)以千伏的沖擊電壓，此電壓連同母線電壓一起，加載在IGBT上，損壞IGBT。

短路保護采用改進型有源鉗位技術，結合反饋控制，對IGBT實施軟關斷。傳統(tǒng)的有源鉗位采用負反饋原理，工作時通過提升門極電壓，減緩IGBT關斷過程，目標是抑制IGBT的集電極電位，使其不要達到太高水平。有源鉗位電路工作在IGBT關斷的瞬間，此時IGBT驅動器的最后一級圖騰柱結構的功率放大級中，下管是打開的，由于有源鉗位電路作用，導致門極電壓抬升，在門極電阻Rg上形成較大電流，且存在時間較長，產(chǎn)生較大損耗[15]。本文設計的短路保護方案如圖3a所示，在傳統(tǒng)有源鉗位基礎上，設計反饋電路，解決有源鉗位存在的問題。反饋電路主要包括故障檢測、故障判斷、電壓鉗位、故障處理、驅動信號屏蔽、故障報告、關斷延時、門極電壓鉗位等環(huán)節(jié)，電路所加電源電壓為0 V和15 V。

圖3 短路保護實現(xiàn)方案Fig.3 Short-circuit protection implementation

故障檢測模塊電路結構如圖3b所示，主要由RC濾波器構成，根據(jù)濾波器輸出電壓VO來監(jiān)測短路電路中電流大小，VO與回路電流iC關系推導如下[16]。

電感LEe上的感應電壓VEe可由式(3)確定

VEe(s)=(REe+sLEe)iC(s)

(3)

式中，REe為功率發(fā)射極與輔助發(fā)射極之間的電阻，阻值非常小。所以

VEe(s)≈sLEeiC(s)

(4)

RC濾波器輸出電壓

(5)

由式(4)、式(5)可得

(6)

式(6)表明，濾波器的輸出電壓VO(s)與集電極電流iC(s)呈比例。即

(7)

同理，在確定短路保護電流等級的情況下，根據(jù)關系式(7)，可計算得到保護電壓閾值。

故障判斷模塊主要利用比較器來實現(xiàn)。根據(jù)系統(tǒng)的邏輯關系，比較器的同相輸入端為保護電壓閾值，反相輸入端為前級故障檢測環(huán)節(jié)的輸出VO。正常情況下，比較器輸出高電平，故障情況下比較器輸出低電平。電壓鉗位1、電壓鉗位2電路與開通控制過程中電壓鉗位電路作用一致，其輸出端子電壓被鉗制在-15 V～0 V之間，不超出后級邏輯電路輸入信號的閾值范圍。故障處理環(huán)節(jié)由RS觸發(fā)器構成。觸發(fā)器輸入R端接電壓鉗位1的輸出端，S端接比較器的鉗位輸出；觸發(fā)器輸出Q端接后級信號處理電路，/Q作為故障報告輸出端子。正常情況下，S端為高電平；發(fā)生故障時，S端跳變?yōu)榈碗娖?，Q端狀態(tài)反轉，觸發(fā)后級關斷延時、驅動信號屏蔽及門極電壓鉗位電路。驅動信號屏蔽模塊受控于故障處理環(huán)節(jié)的輸出，在故障情況下，將脈沖源信號拉低到低電平，切斷脈沖信號。故障報告模塊用于故障發(fā)生時向外提供報警信號。關斷延時模塊由電容及CMOS開關器件構成，故障發(fā)生時，在前級電路作用下，CMOS開關被打開，在電容等器件共同作用下，使得門極驅動信號逐漸減小。門極電壓鉗位電路用于在故障情況下限定門極電壓，實現(xiàn)有源鉗位電路的優(yōu)化。在短路發(fā)生時，給IGBT加關斷信號，由于有源鉗位電路的反饋作用，會使IGBT門極電壓提升，增加門極電壓鉗位電路后，根據(jù)實際需要將門極電壓鉗制在預設值，減小門極電阻Rg的負荷，降低電路損耗。

圖3c為部分反饋電路波形，自上而下分別為：故障檢測輸出電壓VO；故障判斷輸出，即故障處理環(huán)節(jié)S端輸入VS；故障處理環(huán)節(jié)R端輸入VR；故障處理環(huán)節(jié)輸出Q。根據(jù)上述分析過程，故障判斷輸出的翻轉點取決于短路保護電流的閾值，即VO輸出達到預設保護點時，Q端狀態(tài)發(fā)生變化。

2 仿真結果

本文針對用于動力機車的3 300 V/1 200 A IGBT模塊YMIF1200-33，首先根據(jù)短路實驗中的測試參數(shù)，計算主發(fā)射極與輔助發(fā)射極之間的寄生電感LEe，而后在Saber仿真軟件中對YMIF1200-33建模，并利用單相逆變電橋及阻感性負載，驗證開通、關斷及短路情況下所設計的控制電路的性能。

2.1 寄生電感LEe的確定

圖4a為IGBT短路實驗原理結構，利用銅排將上橋臂IGBT模塊短路，以此確定LEe。圖4b為短路情況下測試波形，根據(jù)圖示，短路發(fā)生時，1.01 μs時間內，電流變化量ΔiC=3 600 A，VEe=-13.6 V，根據(jù)式(1)計算得LEe=3.8 nH。

圖4 短路測試原理Fig.4 Short-circuit test principle

2.2 開通過程仿真

仿真過程中，母線電壓為1 800 V，負載電阻為3 Ω，柵極電阻Rg為2 Ω。開通波形如圖5所示，其中tdon、tr、tmiller分別表示導通延遲時間、上升時間及開通過程米勒平臺持續(xù)時間。

圖5 開通過程仿真波形比較Fig.5 Opening process simulation waveform comparison

圖5a為傳統(tǒng)控制時VGE、iC，圖5b為軟開通時VGE、iC。從表1可看出，采用軟開通控制后，總開通時間縮短了49.5%，米勒平臺持續(xù)時間縮短了37.2%，

表1 開通過程性能指標Tab.1 The performances of turn-on process

開通時間顯著減小，隨著開通時間的縮短，開關頻率得以提高，開通過程中開關損耗得以降低。

2.3 關斷過程仿真

仿真條件與開通過程一致，其中tdoff、tf、tmiller分別表示關斷延時時間、下降時間及關斷過程米勒平臺持續(xù)時間。

圖6a為傳統(tǒng)控制時關斷波形，圖6b為軟關斷時仿真波形。從表2可見，采用軟關斷技術后，總延遲時間縮短了46.8%，米勒平臺持續(xù)時間縮短了57%，關斷時間有效縮短，減小了拖尾電流效應，降低了開關損耗，IGBT的開關頻率得以提高，提高了器件使用時的安全性。

圖6 關斷過程仿真波形比較Fig.6 Closing process simulation waveform comparison

指標tdofftf總延遲時間tmiller傳統(tǒng)控制2.109μs1.1971μs3.3061μs1.19μs軟關斷控制710ns1.05μs1.76μs511ns提升比例66.3%12.3%46.8%57%

2.4 短路保護仿真

圖7 短路保護仿真波形Fig.7 Simulation waveforms under short-circuit

表3 短路保護性能對比Tab.3 The performance comparison of short-circuit protection

3 實驗結果

利用3 300 V/1 200 A等級的IGBT模塊YMIF1200-33構建單相逆變電路，搭建實驗平臺，母線電壓為1 800 V，感性負載，電感值為56 μH，等效電阻為3 Ω，電路原理如圖8a所示。圖8b為傳統(tǒng)驅動開通過程波形，圖8c為傳統(tǒng)驅動關斷過程波形，圖8d為軟開通過程波形，圖8e為軟關斷過程波形，性能對比見表4，通過實際波形測試，采用軟開關控制策略后，開通時間提升了26.5%，關斷時間提升了52.6%，開通及關斷時間顯著縮短。圖8f為短路保護波形，短路發(fā)生后，門極電壓VGE緩慢下降，VCE被鉗制在1.82 kV，集電極電流iC上升到一定量級后不再增加，實現(xiàn)了IGBT的過電壓鉗位及軟關斷。

4 結論

本文結合大功率IGBT功率模塊輸出特性，通過對寄生電感LEe上感應電壓的檢測，提出了一種基于diC/dt反饋控制的IGBT驅動方案，改善大功率IGBT的開通、關斷性能；針對短路情況下IGBT特性，提出了一種改進型有源鉗位技術，在短路情況下，對IGBT進行軟關斷并減小門極驅動電阻損耗；對所設計的電路進行了仿真驗證，與傳統(tǒng)的門極驅動策略進行比對，論證了方案實現(xiàn)的合理性；利用3 300 V/1 200 A等級的IGBT模塊YMIF1200-33搭建實驗平臺，對所設計電路進行性能測試，測試結果符合實際設計要求。該方法對低損耗、安全可靠的大功率IGBT驅動保護方案設計具有參考價值。

圖8 實驗測試Fig.8 Experimental measurement

指標驅動方式 開通關斷tdontr總開通時間tmillertdofftf總關斷時間tmiller傳統(tǒng)控制760ns520ns1.28μs2.36μs2.24μs1.6μs3.84μs1.2μs軟開關560ns380ns940ns1.65μs720ns1.1μs1.82μs520ns提升比例26.3%26.9%26.5%30.1%67.9%31.3%52.6%56.7%

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A High-power IGBT Drive Protection Method Based on diC/dtFeedback Control

NingHongyingSunXuxiaYangYuan

(Faculty of Automationand Information Engineering Xi’an University of Technology Xi’an 710048 China)

This paper presents a new active gate driver protection method for high-power IGBTs.In the normal IGBT turn-on and turn-off process，by using diC/dtfeedback control，a soft turn-on and turn-off circuit is proposed，which effectively shortens the turn-on and turn-off time，increases the IGBT switching frequency，and reduces the power loss of the device.When IGBT has a short circuit，combining with the suggested diC/dtfeedback technology，an improved active clamping protection circuit is realized which implements the soft turn-off of the IGBT，prevents large voltage overshoot at the turn-off time to damage IGBT，and also effectively reduces the gate trigger resistanceRgloss.With Saber simulation software and high-power IGBT module YMIF1200-33 experimental platform，the feasibility of the program was verified.The results shows that under the normal circumstances，comparing to the traditional control scheme，this design scheme shortens the turn-on time by 26.5% and turn-off time by 52.6%.While under the short-circuit conditions，comparing to the traditional active clamp method，the improved scheme can effectively controlVCE，reduce the current of the internal gate resistance to 35.4% of the original value during the turn-off time，and reliably shut off the IGBT at the first time.

IGBT modules，driver protection，switching loss，soft turn-off

國家自然科學基金(51477138)，陜西省科技統(tǒng)籌創(chuàng)新工程(2013KTCQ01-26)，陜西省科技攻關計劃(201406-01)和西安市科技計劃(CXY1347(1))資助項目。

2014-11-15 改稿日期2014-12-30

TN3

寧紅英 女，1982年生，碩士，研究方向為檢測技術與自動化裝置。

楊 媛 女，1974年生，教授，博士生導師，研究方向為數(shù)?；旌霞呻娐吩O計、電路系統(tǒng)設計。(通信作者)