非協(xié)同突發(fā)信號的檢測與解調(diào)*

魏宇培，梁先明，廖龍靈

(中國西南電子技術(shù)研究所，成都610036)

1 引 言

海事三代衛(wèi)星移動通信的申請/業(yè)務(wù)等信號幀往往采用短時突發(fā)的信號形式，對于此類信號的檢測不能采用連續(xù)信號的頻譜檢測方式，要求從信號時域上能準(zhǔn)確檢測出信號出現(xiàn)的時刻，否則將會影響到信號的解調(diào)結(jié)果。第三代海事Mini－M 標(biāo)準(zhǔn)業(yè)務(wù)信號，每幀偏移四相相移鍵控(OQPSK)調(diào)制突發(fā)信號幀頭有專門的特征字(UW);第四代海事寬帶全球局域網(wǎng)(BGAN)系統(tǒng)中有16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)調(diào)制方式，每個時分多址(TDMA)突發(fā)信號也有UW 特征字;第四代海事Isat 系列TDMA 幀同樣也有專門的訓(xùn)練序列。這些特征字或者訓(xùn)練序列不僅可用于進行信號檢測，還可進行突發(fā)信號的載頻及相位估計。在上述常規(guī)的協(xié)同通信過程中通?？梢酝ㄟ^雙方協(xié)議測試出頻偏和信號動態(tài)造成的影響;而如果在一些非協(xié)同的偵察領(lǐng)域，偵察終端可能裝備于高速平臺，可能會存在以下幾個問題:一是非全概率截獲信號，通常只能接收到信號的一部分片段;二是存在著較大的多普勒頻偏和信號動態(tài)范圍。因此，這種偵察處理領(lǐng)域要求結(jié)合快速測頻和捕獲方法達到信號的高效檢測和解調(diào)。對于上述問題，要求偵察終端能夠快速有效地進行突發(fā)信號檢測、解調(diào)環(huán)路的快速鎖定。

對于突發(fā)信號的檢測最常用的方法是短時能量法［1］，該方法通過計算一段時間內(nèi)的信號能量和噪聲能量比值來判斷，具有實現(xiàn)簡單的優(yōu)點。文獻［2］將語音信號處理中的譜嫡法引入到通信信號檢測中，提出了一種基于觀測數(shù)據(jù)短時傅氏變換幅度譜嫡值的檢測算法，可以實現(xiàn)低信噪比下的信號檢測，但是作為一種自適應(yīng)門限檢測算法，其中排序運算大大增加了處理的復(fù)雜度，不適用于實時處理系統(tǒng)。本文重點從工程實用角度出發(fā)，對于突發(fā)信號的檢測借助能量檢測法結(jié)合匹配濾波法的方式提高檢測概率，突發(fā)信號的解調(diào)首先借助前饋方式準(zhǔn)確估計出信號的載波頻率、載波初相以及定時位置，然后將前饋估計的參數(shù)預(yù)置到載波同步環(huán)路和定時同步環(huán)路，從而達到快速載波鎖定和符號同步。

2 信號檢測

海事三代Mini－M 標(biāo)準(zhǔn)的業(yè)務(wù)信號子幀典型格式如圖1所示，其中UW 共有84 bit，I 路和Q 路為相同的42 bit，要求具有好的互相關(guān)特性。業(yè)務(wù)信號由多個突發(fā)子幀組成。

圖1 Mini－M 標(biāo)準(zhǔn)業(yè)務(wù)信號典型子幀格式Fig.1 Super frame of mini－M standard services signal

信號檢測通常是從信號的頻譜特性和時域特性上進行檢測，對于某些情況下也可以利用一些訓(xùn)練序列進行檢測。基于頻域特性一般是頻域檢測法，基于時域特性一般是能量檢測法，基于訓(xùn)練序列通常也屬于匹配濾波法。根據(jù)海事衛(wèi)星信號的特點，本文提出能量檢測結(jié)合匹配濾波的方法進行突發(fā)信號檢測。能量檢測法采用雙滑動窗的形式可以快速獲取突發(fā)信號的起始時間，其原理框圖如圖2所示，其中能量比值曲線X(t)是判決變量為窗口A 與B中的能量之比值曲線。雙滑動窗口法的判決變量X(t)取值只與信噪比有關(guān)，與信號能量無關(guān)，所以可以通過設(shè)置比較固定的門限實現(xiàn)突發(fā)信號的檢測。這種算法比較簡單，關(guān)鍵是要選擇好窗口的長度和每次計算一次移動的點數(shù)，窗口越長，每次移動的點數(shù)越少，檢測的性能越好，代價是更多的計算量。同時，為了解決寬帶內(nèi)信號可能存在多頻點信號，可以結(jié)合數(shù)字濾波的方式進行窄帶信號檢測。

圖2 雙滑動窗口法的響應(yīng)Fig.2 Detection response on double sliding windows

另外，匹配濾波的信號檢測可以按如下方式進行。假設(shè)含有特征字的突發(fā)信號的基帶表達式為

匹配濾波器的沖激響應(yīng)為h(t)=z (T－t)*，T為特征字周期。特征字包含于I(t)和Q(t)中，通過匹配濾波后可以得到濾波結(jié)果:

式中，⊙表示卷積，* 表示復(fù)共軛。由h(t)=z(T－t)*，可 得h (τ－ t)= z(τ－(t+T))*=z(τ－(t'))*，t=t'－T，式(2)可以轉(zhuǎn)化為

圖3 不同信噪比下匹配濾波法得到的幀頭相關(guān)峰Fig.3 Frame header correlation－peak in different SNR conditions

圖4中的(a)、(b)、(c)分別表示的是信噪比都是10 dB、特征字周期T 為0.008 s，而頻偏分別為10 Hz、30 Hz、50 Hz時通過匹配濾波法得到的突發(fā)信號幀頭相關(guān)峰值的情況，說明頻偏對于幀頭相關(guān)峰影響很大。仿真參數(shù)中UW 選用的I 路和Q 路的特征字為110110111110000011001100011101011010110011，顯示的是高斯白噪聲情況下單個相關(guān)峰的觀測結(jié)果。

圖4 不同頻偏下匹配濾波法得到的幀頭相關(guān)峰Fig.4 Frame header correlation－peak in different frequency offset

能量檢測法雖然實現(xiàn)簡單，但在實際電磁環(huán)境中檢測精度容易受信噪比、突發(fā)強干擾等因素影響，可能會增加一定虛警和漏警概率，為了在低信噪比下提升檢測性能，可通過文獻［1］中基于主分量分析的短時能量檢測算法進行優(yōu)化;匹配濾波法在低信噪比下效果很好，檢測時間精度高，但容易受頻偏等因素影響，這里可以將兩種方式進行結(jié)合。能量檢測法實現(xiàn)初步檢測，門限設(shè)置時盡量保證少漏警，然后觸發(fā)信號頻率測量，再用匹配濾波法進行精確的信號檢測。

3 突發(fā)信號解調(diào)

衛(wèi)星通信業(yè)務(wù)信號通常采用突發(fā)通信模式，對于這類突發(fā)通信信號的非協(xié)同解調(diào)很難單純通過反饋環(huán)路實現(xiàn)載波同步和定時同步，其必然會造成業(yè)務(wù)信息的損失和破壞，因此對于突發(fā)信號的解調(diào)需要頻率跟蹤速度快，頻率測量時間短、精度高，而且所選擇的解調(diào)算法也必須依靠快速地發(fā)現(xiàn)信號。

對于突發(fā)信號的載波同步和定時同步，通常有數(shù)據(jù)輔助(DA)和非數(shù)據(jù)輔助(NDA)兩種方式。數(shù)據(jù)輔助是利用發(fā)送數(shù)據(jù)前面的已知序列達到估計載波頻率和初相;非數(shù)據(jù)輔助是認(rèn)為數(shù)據(jù)為隨機變量，通過極大似然估計的方法得到載波頻率和初相。

載波同步是相干解調(diào)的基本要求，包括載頻的精度估計和初相估計。載波同步首先需要準(zhǔn)確估計載波頻率，本文采用基于最大似然頻率估計算法，需要滿足以下幾個約束條件:一是數(shù)據(jù)符號已知;二是符號定時是理想同步的;三是頻偏遠小于符號速率［4］。假設(shè)接收信號為

式中，ak是發(fā)射的第k 個基帶調(diào)制定時同步點的數(shù)值，Δf 表示頻偏，T 是采樣周期，φ0 表示初相。采用數(shù)據(jù)輔助法獲取載頻頻偏估計的公式如下［5］:

進而可以得到最大似然估計方程:

式中，R(m)為z(k)=S(k)a*k 的自相關(guān)函數(shù)，即

直接利用式(4)計算量大，算法復(fù)雜，由此有多種近似估計算法用于解決式(4)的計算問題，這里采用Kay 算法實現(xiàn)，其公式如下［6］:

式中，

對于初始相位φ0的估計可以采用如下表示［7］:

對于海事突發(fā)的OQPSK 調(diào)制信號通常I、Q 路獨特字都是相同的序列且將Q 路延遲半個碼片，也可以采用如下方式獲取傳輸獨特字時的信號初始相位。OQPSK 調(diào)制信號可以表示為

式中，

經(jīng)過數(shù)字下變頻后可以得到基帶信號為

經(jīng)數(shù)字化后

I(n)' =I(n)cos φ0－Q(n)sin φ0，

Q(n)' =I(n)sinφ0 +Q(n)cosφ0，

將I(n)'延遲半個碼片后為

I_delay(n)' =Q(n)cos φ0－I(n－1)sin φ0，將Q(n)'延遲半個碼片后為

Q_delay(n)' =Q(n)sin φ0 +I(n－1)cos φ0，通過如下公式可以得到φ0:

由式(10)可知，可以通過將基帶信號進行匹配濾波后，獲取相關(guān)峰值最大處的相位值即是獨特字序列所在信號的初始相位值φ0;然后將初始相位值預(yù)置到載波同步環(huán)中，從而保證載波能一直處于同步狀態(tài)，從而保證了解調(diào)的零損失工作，其工作框圖如圖5所示。

圖5 解調(diào)處理框圖Fig.5 Demodulation diagram

AD 中頻采樣的信號經(jīng)過數(shù)字下變頻、濾波、抽取等預(yù)處理后，得到I、Q 基帶信號，由于突發(fā)海事信號的起始都是已知的特征字，可以利用該特征字進行信號檢測和初相求取。信號檢測通過I/Q 相關(guān)器求模得到，I/Q 相關(guān)器前采用sign 取符號與特征字進行相關(guān)計算，相關(guān)峰門限根據(jù)特征字長度、每個特征字的采樣點數(shù)以及特征字自相關(guān)的峰值可以設(shè)置為固定值，可以適應(yīng)50 dB以上的動態(tài)范圍要求;由式(10)推導(dǎo)I、Q 路相關(guān)峰最大值即為OQPSK 調(diào)制的初相，通過將初相預(yù)置到常規(guī)OQPSK 載波同步環(huán)的方式實現(xiàn)載波環(huán)路的快速鎖定;同時通過相關(guān)峰最大值位置也可以得到符號同步的最佳采樣點位置，從而可以達到突發(fā)OQPSK 信號的有效信息零損失解調(diào)的目的。

4 試驗驗證情況

圖6表示的是針對海事突發(fā)OQPSK 調(diào)制信號是否采用載頻和初相估計預(yù)置載波同步環(huán)下的解調(diào)星座圖對比效果圖，其中(a)表示的是沒有正確預(yù)置初相的解調(diào)星座圖，星座圖很難收斂，解調(diào)誤差向量幅度(EVM)很差;(b)表示的是正確預(yù)置了初相的解調(diào)星座圖，其星座圖收斂很好，而且從突發(fā)信號開始時星座圖就已收斂。

圖6 突發(fā)OQPSK 調(diào)制信號解調(diào)性能對比Fig.6 Performance contrast of OQPSK demodulator

對于海事信號這類有數(shù)據(jù)輔助的短時突發(fā)信號，通過仿真和實際信號的驗證，利用功率檢測法快速進行突發(fā)信號檢測，在信噪比7 dB時能達到95%的信號檢測概率，信噪比10 dB時達到100%的檢測概率;利用匹配濾波器法，在信噪比5 dB時能達到99%以上的檢測概率。表1為突發(fā)方式的BPSK、OQPSK 信號解調(diào)性能統(tǒng)計結(jié)果，其中理論值采用的是連續(xù)信號相干解調(diào)的方式，對于實測值表示的是帶特征字突發(fā)信號的實際誤碼測試情況(統(tǒng)計了1000 個子幀，每個子幀576 bit 信息)。通過測試發(fā)現(xiàn)，突發(fā)信號的解調(diào)性能要比連續(xù)信號解調(diào)性能理論值惡化3～4 dB，筆者認(rèn)為最根本的原因是每個突發(fā)信號都需要重新進行載波捕獲和同步，而理論值則是認(rèn)為達到了理想情況下的載波同步和位同步，因此突發(fā)信號通過初相估計注入鎖相環(huán)的方式在一定程度上會影響到解調(diào)器的性能。另外，單純從誤碼率性能來說明突發(fā)信號解調(diào)性能不夠全面，可以結(jié)合誤包率指標(biāo)來衡量。

表1 BPSK/OQPSK 信號解調(diào)性能表Tabel 1 Performance of BPSK/OQPSK demodulator

為了更好提升解調(diào)性能，可增加利用特征字進行載波頻偏準(zhǔn)確估計，從而使算法得到進一步優(yōu)化。

5 結(jié)束語

針對海事衛(wèi)星通信等突發(fā)信號的非協(xié)同分析，最主要是實現(xiàn)突發(fā)信號的檢測和解調(diào)，然后才能進行后續(xù)的分析工作。對于突發(fā)信號的檢測和解調(diào)可以借鑒一些通用的分析方法，同時也需要利用信號的一些先驗信息進行數(shù)據(jù)輔助以便提升分析性能。本文提出的結(jié)合多種方式實現(xiàn)突發(fā)信號的檢測以及零損失解調(diào)方案具有一定的普適性，可為相似信號格式的信號分析提供一定的工程借鑒，能夠適應(yīng)較低的信噪比、較大的信號動態(tài)和頻偏影響。對于如果沒有特征字或者事先不知道特征字的突發(fā)信號，如果需要適應(yīng)低信噪比的檢測和零損失的信號解調(diào)有比較大的難度，可以進一步深入研究。

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