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    優(yōu)化偏置點的SiGe功率放大器設(shè)計*

    2015-02-28 17:37:26郝明麗陳延湖
    電子器件 2015年6期
    關(guān)鍵詞:基極晶體管偏置

    孫 凱 ,郝明麗 ,陳延湖

    (1.山東大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院,濟(jì)南 250100;2.中國科學(xué)院微電子研究所,北京 100029)

    近年來,隨著智能手機(jī)、平板電腦和可穿戴設(shè)備的普及,市場對應(yīng)用于無線局域網(wǎng)(WLAN)的無線通信模塊的需求也越來越大。由于這些設(shè)備對體積有著嚴(yán)格的要求,高集成度的單芯片無線通信模塊是最佳的選擇。目前,無線通信模塊中的低噪聲放大器、混頻器、鎖相環(huán)等大部分組件都可以使用低成本的體硅CMOS工藝實現(xiàn)。但是,傳統(tǒng)體硅CMOS工藝中MOS管擊穿電壓較低,在設(shè)計大功率的功率放大器時存在困難[1]。SiGe BiCMOS工藝是一種與體硅CMOS相兼容的工藝,不但具有體硅CMOS工藝高集成度和低成本的優(yōu)勢,而且提供異質(zhì)結(jié)雙極型晶體管(HBT)。SiGe HBT的高頻特性良好,耐壓更高,是設(shè)計功率放大器的優(yōu)異器件[2]。因此,使用SiGe BiCMOS工藝設(shè)計功率放大器,進(jìn)一步地實現(xiàn)無線通信系統(tǒng)的單芯片集成,一直是研究的熱點。

    目前,SiGe BiCMOS工藝在國外已經(jīng)比較成熟,并且實現(xiàn)商業(yè)化,但國內(nèi)還處于研究階段。本文基于上海華虹宏力半導(dǎo)體制造有限公司最新開發(fā)的0.18 μm SiGe BiCMOS工藝,設(shè)計了應(yīng)用于WLAN 2.4 GHz頻段的高輸出功率線性功率放大器。

    1 工藝說明和器件選擇

    通常,SiGe HBT的擊穿電壓和特征頻率之間存在折中關(guān)系[3]。本文使用的華虹宏力0.18 μm SiGe BiCMOS工藝就針對不同設(shè)計需求,提供了標(biāo)準(zhǔn)管、高速管和高壓管。表1列舉了幾種不同類型HBT的擊穿電壓和特征頻率fT的典型值。本文采用了其中的高壓管,基極懸空時的擊穿電壓BVCEO為7.1 V,特征頻率fT為24 GHz,滿足3.3 V電源電壓,2.4 GHz功率放大器的設(shè)計要求。該工藝還提供了硅通孔(TSV),硅通孔技術(shù)可以極大的減小接地引線寄生阻抗,非常有利于射頻電路的設(shè)計[4]。該工藝的金屬層有三層,材質(zhì)為鋁,其中頂層金屬厚度為2.92 μm,較厚的金屬層可以減小射頻傳輸損耗。

    表1 SiGe HBT器件參數(shù)

    1.1 晶體管尺寸的選取

    設(shè)計功率放大器的第1步是確定電路每1級晶體管的尺寸。為了在較低的電源電壓下輸出一定的功率,晶體管必須有足夠的電流輸出能力。確定晶體管尺寸和電流輸出能力之間的關(guān)系至關(guān)重要。對于HBT器件來說,在大電流下主要受到Kirk效應(yīng)的影響。Kirk效應(yīng)使晶體管在大電流下電流增益下降,特征頻率降低,高頻性能變差。因此,產(chǎn)生Kirk效應(yīng)時的電流通常會作為晶體管工作時的最大直流電流[5]。

    圖1是工藝廠商提供的一個發(fā)射極指長9.9 μm,指寬0.6 μm的4指高壓HBT共發(fā)射極電流增益隨集電極電流變化的曲線。由于工藝廠商提供的器件模型是Gummel-Poon模型,對大信號時器件的模擬不夠精確,所以可以看到在大電流下仿真結(jié)果和測試結(jié)果出現(xiàn)較大偏差。由圖可知,當(dāng)集電極電流大約為2 mA時,共發(fā)射極電流增益開始下降,出現(xiàn)了Kirk效應(yīng)。此時,發(fā)射結(jié)上的電流密度約為0.084 mA/μm2。對于設(shè)計輸出功率為23 dBm(200 mW)的功率放大器,采用A類放大方式近似計算,可得集電極直流電流

    圖1 共發(fā)射極電流增益隨集電極電流變化曲線

    其中,VCC表示電源電壓,在本設(shè)計中為3.3 V。按0.084 mA/μm2電流密度可算出發(fā)射極面積為1 440 μm2,為留有余量,將面積定為2 000 μm2。

    本設(shè)計采用了3級放大結(jié)構(gòu),前、后級之間晶體管面積按1∶4分配,以保證前級對后級有足夠的驅(qū)動能力。最終確定的晶體管尺寸為:單個晶體管為4指結(jié)構(gòu),發(fā)射極每指指長為13 μm,寬為0.6 μm;第1級采用4個晶體管并聯(lián),發(fā)射極總面積為125 μm2;第2級采用16個晶體管并聯(lián),發(fā)射極總面積為500 μm2;輸出級采用64個晶體管并聯(lián),發(fā)射極面積為2 000 μm2。

    1.2 穩(wěn)定性考慮

    HBT功率放大電路在工作中面臨兩個穩(wěn)定性問題:電穩(wěn)定性和熱穩(wěn)定性[6]。電穩(wěn)定性是指電路在某些偏置和終端條件下存在自激振蕩的可能。熱穩(wěn)定性是多管并聯(lián)晶體管因為自熱效應(yīng)產(chǎn)生的電流增益坍塌現(xiàn)象。當(dāng)多管并聯(lián)工作時,每一個晶體管都是一個熱源,中心的晶體管溫度高,邊緣處的晶體管溫度低。由于溫度高的晶體管導(dǎo)通電壓低,相同基極電壓下流過的電流多,溫度就會更高,形成了熱電正反饋。這種熱電正反饋最終造成電流增益的下降[5]。

    圖2 基極串聯(lián)電阻的HBT

    為解決電穩(wěn)定性和熱穩(wěn)定性問題,在每一個晶體管基極串聯(lián)了一個鎮(zhèn)流電阻,如圖2所示。對于電穩(wěn)定性,晶體管基極的串聯(lián)電阻削弱了從集電極反饋到基極的信號,因此避免了振蕩的產(chǎn)生,提高了穩(wěn)定性。對于熱穩(wěn)定性,假設(shè)基極串聯(lián)電阻為RB,基射結(jié)電壓為Vbe,j,則串聯(lián)電阻和基射結(jié)總電壓

    若溫度升高,使IC變大,則在基極串聯(lián)電阻RB上的壓降增加,減小了晶體管發(fā)射結(jié)電壓Vbe,j,從而抑制了IC上升的趨勢,增加了熱穩(wěn)定性。

    由于基極串聯(lián)電阻會降低增益,選用的電阻值不能過大。一般以能保證1 GHz以上頻段電學(xué)絕對穩(wěn)定為宜。基于工藝庫器件特性,在本設(shè)計中,每個晶體管基極串聯(lián)電阻為42 Ω。

    2 電路設(shè)計

    由于工藝廠商提供TSV,接地阻抗可以做到非常小,本設(shè)計采用了單端放大電路。為了具有足夠的增益,電路采用3級放大結(jié)構(gòu)。電路結(jié)構(gòu)如圖3所示。芯片內(nèi)部集成輸入匹配、級間匹配和偏置電路。將輸出匹配電路置于片外,增加設(shè)計的靈活性,同時避免片上低Q值電感的使用,可以提高效率和輸出功率。

    圖3 2.4 GHz功率放大器電路圖

    2.1 匹配電路設(shè)計

    功率放大器電路設(shè)計中,匹配電路是最關(guān)鍵的部分之一。匹配電路的設(shè)計關(guān)系到功率放大器的增益、輸出功率和效率等指標(biāo)的好壞。設(shè)計匹配電路需要先確定每一級晶體管輸入端和輸出端的匹配阻抗。本文采用如下方案確定各級晶體管的匹配阻抗:

    (1)通過負(fù)載牽引(Load-Pull)仿真得到輸出級的最佳功率匹配阻抗,輸出端匹配至此阻抗后,在輸入端做大信號S參數(shù)仿真(LSSP),得到輸出級輸入端匹配阻抗[7];

    (2)同樣地,對第2級晶體管做Load-Pull仿真,得到第2級晶體管的最佳功率匹配阻抗,輸出端匹配至此阻抗,然后在輸入端做LSSP仿真,得到第2級輸入端匹配阻抗;

    (3)對第1級晶體管做雙端口S參數(shù)仿真,得到第1級晶體管輸入輸出雙共軛匹配阻抗。

    確定阻抗之后,需要采用實際電路實現(xiàn)匹配。輸入匹配電路采用了L形L-C結(jié)構(gòu)電路。圖3中電容C1既起到匹配的作用,又能起到隔直的作用。由于輸入匹配對輸出功率和效率的影響較小,匹配電感和電容全部采用片上元件實現(xiàn),電感L1通過TSV形式接地。

    1級、2級和2級、3級之間的級間匹配采用T形C-L-C結(jié)構(gòu)。C-L-C結(jié)構(gòu)的優(yōu)勢是電感L設(shè)計的靈活性,在本設(shè)計中匹配電路電感并沒有通過TSV直接接地,而是通過鍵合線接地。如前文所述,工藝廠商提供的器件模型是Gummel-Poon模型,對大信號的仿真并不足夠準(zhǔn)確,因此Load-Pull仿真得到的阻抗也可能并不準(zhǔn)確。通過接地鍵合線接地,給芯片留有調(diào)試的余地。由于鍵合線電感參與了匹配,因此它的建模仿真非常重要。

    接地鍵合線的結(jié)構(gòu)如圖4所示。H1表示芯片厚度,本文使用的工藝芯片厚度為100 μm,H2是鍵合線弧高,典型值50 μm,L是弧長,典型值200 μm~500 μm,所用鍵合線直徑為25.4 μm,材質(zhì)為金。

    圖4 絲焊工藝鍵合線示意圖和等效電路

    鍵合線等效電路可采用LR串聯(lián)模型來表示[8]。在 HFSS軟件中,對長度為 200 μm~500 μm的鍵合線進(jìn)行了仿真,結(jié)果如表2所示。在本設(shè)計仿真時,采用了200 μm長鍵合線。

    表2 不同長度鍵合線等效電感、電阻和Q值(2.4 GHz)

    2.2 偏置電路

    偏置電路給功率放大器提供穩(wěn)定的偏置電壓,傳統(tǒng)的分壓式偏置電路不適用于功率放大器電路[7]。

    圖5為采用的偏置電路原理圖,Q2、Q3、Q4、C1和R1組成偏置電路,通過Vbias端口控制放大管Q1的靜態(tài)偏置點。晶體管Q3和Q4以二極管形式上下串聯(lián)連接,利用了pn結(jié)的電壓鉗位特性,起到電壓源的作用,輸出電壓由Vbias和電阻R1決定。并聯(lián)電容C1可進(jìn)一步提高電壓的穩(wěn)定度,保證Q2基極電流變化時也能給Q2基極提供穩(wěn)定的電壓。

    圖5 偏置電路

    Q2的選擇至關(guān)重要,它直接決定了Q1基極偏置電壓在輸入功率變化時的穩(wěn)定度。輸入信號功率增加時,由于晶體管的非線性,Q1基極直流電流會增加。Q1基極串有隔直電容,因此Q1基極直流電流全部來源于Q2發(fā)射極。又由于Q1基極和Q2發(fā)射極電壓變化完全相同,所以只有當(dāng)Q2基極電流電壓特性和Q1的發(fā)射極電流電壓特性一致時才能使電流的變化也相同。故Q2發(fā)射結(jié)面積A2應(yīng)滿足下式:

    其中Je是單位面積發(fā)射極電流,A1是Q1發(fā)射極面積,β1是Q1共發(fā)射極電流增益。

    3 芯片測試和偏置點的優(yōu)化

    使用Cadence Virtuoso完成電路版圖設(shè)計,芯片尺寸為1 400 μm×900 μm,版圖照片如圖6(a)所示。

    測試所用PCB板如圖6(b)所示,測試板的板材為Rogers 4003C。測試時,首先對輸出匹配電路進(jìn)行調(diào)試,輸出匹配電路設(shè)計為Line-Shunt Capacitor形式。在3.3 V電源電壓和3.3 V偏置電壓下,芯片輸入端輸入功率為-2.5 dBm的2.45 GHz單音信號,在輸出端調(diào)節(jié)并聯(lián)電容大小和在傳輸線上的位置,使輸出功率達(dá)到最大。最終,使用3 pF村田電容,使輸出功率達(dá)到了23.1 dBm。

    圖6 WLAN功率放大器版圖照片和測試板

    晶體管的偏置點對功率放大器的線性度和效率有直接的影響。偏置點的選擇應(yīng)該在滿足線性度要求的前提下,最大化功率放大器的輸出功率和效率。在不同偏置電壓下,使用IEEE 802.11g 54 Mbit/s信號分別測試了誤差矢量幅度(EVM)和消耗電流Icc隨輸出信號平均功率Pout變化的曲線,測試結(jié)果如圖7所示。

    圖7 EVM和Icc隨輸出功率的變化

    IEEE 802.11 g/n協(xié)議要求54 Mbit/s信號EVM須小于5.6%,由圖7可知,在滿足EVM協(xié)議要求的前提下,偏置電壓為3 V時,輸出功率最高,為16.6 dBm,同時消耗的電流也最小,為212 mA。由圖7還可發(fā)現(xiàn),在低功率處(小于13 dBm),偏置點越高,線性度越好;在高功率處(大于13 dBm),偏置電壓高時,線性度迅速惡化,偏置電壓低時,線性度會出現(xiàn)一定的改善。這一現(xiàn)象可通過圖8功率增益隨輸出功率變化曲線解釋。低功率時,在3 V的偏置電壓下,功率增益一直在上升,而偏置為3.3 V和3.6 V的功率增益基本保持不變,所以低功率時較低的偏置電壓導(dǎo)致了較高的EVM。到了高功率區(qū),偏置為3.6 V的功率增益迅速下降,因此EVM快速變差,而偏置為3 V的功率增益變化比較平緩,因此在高功率區(qū)3 V的偏置電壓下,EVM較小。

    圖8 功率增益隨輸出功率變化曲線

    由以上分析可知,通過對偏置點的優(yōu)化,可以在滿足系統(tǒng)線性度要求的前提下,實現(xiàn)效率和功率的最大化。將偏置電壓定為3 V,對仿真結(jié)果和測試結(jié)果進(jìn)行了對比。

    圖9為小信號S參數(shù)仿真和測試結(jié)果。由圖可知,S參數(shù)測試結(jié)果和仿真結(jié)果基本吻合。S11測試值在2.4 GHz~2.5 GHz范圍內(nèi)小于-14 dB,實現(xiàn)了良好的共軛匹配。S21測試值在2.4 GHz~2.5 GHz范圍內(nèi)相比仿真值降低了大約2.5 dB,原因是在仿真時未考慮外部元件和電路板的損耗。

    圖9 小信號S參數(shù)

    圖10對比了輸出功率Pout、增益Gain和功率附加效率PAE的仿真和測試結(jié)果。在低輸入功率處,扣除掉2.5 dB的增益仿真誤差后,測試結(jié)果和仿真結(jié)果非常接近。測試得到的輸出1 dB壓縮點為23.6 dBm,效率為18.1%。仿真輸出1 dB壓縮點為27.1 dBm,與測試結(jié)果相差3.5 dB,原因是模型在大信號下還不夠精確。

    圖10 輸出功率、增益和PAE隨輸入功率變化曲線

    表3對比了本文的SiGe功率放大器和最近發(fā)表的其他文獻(xiàn)功率放大器的性能。

    表3 本文SiGe功率放大器性能和其他論文對比

    4 結(jié)論

    基于國內(nèi)開發(fā)的0.18 μm SiGe BiCMOS工藝設(shè)計了應(yīng)用于2.4 GHz WLAN的功率放大器。通過優(yōu)化偏置點,提高了滿足線性度要求的線性輸出功率和效率。分析了測試與仿真結(jié)果的差異及其原因。在優(yōu)化的偏置電壓下測試結(jié)果表明,增益為26.6 dB,輸出1 dB壓縮點可達(dá)23.6 dBm。對于IEEE 802.11g 54 Mbit/s信號,EVM為5.6%時,輸出功率可達(dá)16.6 dBm,顯示出良好的線性度,滿足2.4 GHz頻段WLAN的應(yīng)用需求。

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    孫 凱(1991-),男,漢族,山東大學(xué)碩士研究生,研究方向為射頻集成電路設(shè)計,sunkai@ime.ac.cn;陳延湖(1977-),男,漢族,山東濟(jì)南人,山東大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院講師,碩士生導(dǎo)師,工學(xué)博士,主要從事微波器件及其集成電路研究,chenyanhu@sdu.edu.cn。

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