有源中點箝位式（ANPC）五電平逆變器調(diào)制方法和飛跨電容電壓控制策略研究

張航航，劉小剛，張新濤，張 磊，梁歡迎

（1.陜西科技大學電氣與信息工程學院，西安 710021；2.特變新疆新能源股份有限公司，烏魯木齊 830011）

有源中點箝位式（ANPC）五電平逆變器調(diào)制方法和飛跨電容電壓控制策略研究

張航航1，劉小剛2，張新濤2，張 磊2，梁歡迎2

（1.陜西科技大學電氣與信息工程學院，西安 710021；2.特變新疆新能源股份有限公司，烏魯木齊 830011）

分析了ANPC型五電平逆變器開關狀態(tài)和輸出電平的關系，并提出單周期SPWM調(diào)制方法。該調(diào)制方法在一個開關周期內(nèi)實現(xiàn)有效電平且包含飛跨電容充電、放電兩個狀態(tài)。針對控制飛跨電容電壓的問題，提出了在調(diào)制策略中增加充電因子，通過檢測飛跨電容電壓和實時調(diào)節(jié)充電因子實現(xiàn)飛跨電容電壓閉環(huán)可控。最后對單周期SPWM調(diào)制方法和飛跨電容電壓控制策略進行了仿真和實驗，驗證了其正確性。

有源中點箝位式（ANPC）；五電平逆變器；正弦脈寬調(diào)制（SPWM）；飛跨電容；充電因子

引言

隨著電力電子技術的飛速發(fā)展，多電平功率變換器已成為中高壓大功率應用領域的一個研究熱點。多電平逆變器的思想最早是由日本長岡科技大學的KiraNabae等提出的［1-2］。五電平逆變器與傳統(tǒng)兩電平逆變器相比具有許多優(yōu)勢，如輸出電壓諧波含量低、開關器件承受的耐壓低，濾波電感容量小等，因此研究五電平（多電平）技術對于提高逆變器轉換效率、降低其制造成本有重要的工程應用價值。

目前基本的五電平逆變器主要有3種拓撲結構，分別是二極管箝位式、電容箝位式和級聯(lián)式。這3種傳統(tǒng)的五電平拓撲在應用上本身都存在缺點，二極管箝位式五電平逆變器的缺點是：（1）二極管的數(shù)量比較多，當電平數(shù)很大時，實際電路的實現(xiàn)比較困難；（2）直流側電容電壓分壓不平衡；（3）主開關導通時間不相等。電容箝位式五電平逆變器的最大的缺點就是需要大量的箝位電容而且在運行過程中必須嚴格控制飛跨電容電壓的平衡；級聯(lián)式五電平逆變器的固有缺點是需要多個直流輸入源，限制了其在光伏行業(yè)的應用［1，4］。

因此本文采用一種有源中點箱位式ANPC（active neutral point clamed）五電平逆變器［5-7］，分析了該逆變器拓撲的工作原理及其特點，給出相應的調(diào)制方法和飛跨電容電壓控制策略。通過仿真和實驗驗證了其正確性。

1 ANPC型五電平逆變器拓撲分析

圖1為五電平逆變器拓撲。該拓撲由2組直流電容、8個功率開關管、8個與功率開關管反并聯(lián)的二極管和1組飛跨電容組成，輸出＋2E，＋E，0，-E，-2E 5個電平。以流出逆變器為電流正向，如圖1中電流IL方向為正，對五電平逆變器的5種電平的開關狀態(tài)進行分析，考慮電流正向和電流反向兩種情況，工作原理如表1和表2所示。表1列出了在電流正向時，逆變器可以輸出的所有電平對應的開關狀態(tài)及其飛跨電容的充放、電狀態(tài)。值得注意的是，其中E與-E分別對應2種開關狀態(tài)，一種為電容充電狀態(tài)，一種為電容放電狀態(tài)。這種冗余開關狀態(tài)可以實現(xiàn)對飛跨電容的充放電控制。表2列出了在電流反向時的開關狀態(tài)和飛跨電容充、放電狀態(tài)。

圖1 單相ANPC型五電平逆變器拓撲Fig.1 Single phase ANPC five-level inverter topology

表1 電流正向時的開關狀態(tài)Tab.1 On-off state for forward current

表2 電流反向時的開關狀態(tài)Tab.2 On-off state for backward current

2 調(diào)制方法

五電平逆變器的基本調(diào)制策略主要分為空間矢量PWM調(diào)制SVPWM（space vector pulse width modulation）和多載波SPWM（Sinusoidal pulse width modulation）調(diào)制2種方法［8-10］。SVPWM調(diào)制方法是在判斷空間矢量所在扇區(qū)和依據(jù)伏秒等效原理的基礎上計算各個開關狀態(tài)的開關順序和有效作用時間，從而綜合輸出電壓波形，本質上具有電壓利用率高的優(yōu)點。但是，傳統(tǒng)的SVPWM方法隨著電平數(shù)的增加其計算的復雜性也大大增加，并不適用于電平數(shù)超過5個的多電平逆變器，因此本文的調(diào)制方法主要是以多載波SPWM調(diào)制為基礎進行改進的［11-12］。

2.1 傳統(tǒng)的多載波SPWM調(diào)制方法

多載波SPWM一般采用兩種技術：①基于載波垂直移幅技術（包括PD（phase disposition）、APOD（alternative phase opposite disposition）與POD（phase opposite disposition））；②基于載波水平移相技術PS（phase shifted）。如圖2所示。針對每一種具體的逆變器拓撲結構，只應用特定的調(diào)制策略?；谳d波垂直分布技術方法直接決定的是相電壓的電平狀態(tài)，所以較多地用在NPC逆變器中；而PS技術較多地用在FLC逆變器和MMC逆變器，可以自然地達到開關器件負荷平衡的控制要求。

ANPC型逆變器可采用同相移幅的思路進行PWM調(diào)制［13］。如圖2（a）所示，一個參考正弦波與四組移幅的三角載波進行實時比較確定輸出電平，根據(jù)表2、表3調(diào)節(jié)對應功率開關管的導通與截止。采用傳統(tǒng)的SPWM調(diào)制方法的優(yōu)點是直觀、清晰、易于仿真實現(xiàn)，但是由于該方法需要實時比較和實時調(diào)節(jié)開關管導通關斷，不適合基于開關周期調(diào)節(jié)的PWM調(diào)制，因此不能用現(xiàn)有的DSP芯片實現(xiàn)。

圖2 多載波SPWM調(diào)制Fig.2 Multi-carrier SPWM strategies

2.2 單周期調(diào)制方法

根據(jù)表1和表2對有源中點箝位式五電平逆變器工作原理的分析，可以看出開關管1和3，開關管2和4具有相同的驅動脈沖，開關管1和2，開關管5和6，開關管7和8為互補開關對。對表1和表2化簡后可以得到表3。

表3 簡化后的開關狀態(tài)Tab.3 Simplified on-off state

由表3可知要實現(xiàn)對五電平逆變器的控制，只需要3路獨立的驅動信號。為區(qū)分輸出電平為E、0、-E各自的2個冗余電平，分別定義為E′、E″、0＋、0-、-E′、-E″。從表3可以看出功率開關管S1在輸出正電平時是常開的，而在輸出負電平時是常關的，因此功率開關管S1的控制脈沖可以通過檢測參考波正負而得到，即參考波為正時S1的控制脈沖為高電平；反之則為低電平；而S5和S7的控制脈沖可以通過參考波和兩組三角載波的比較得到。

本文提出一種單周期調(diào)制方法，該方法采用2組互差180°的三角載波與參考波進行比較，在一個開關周期內(nèi)包含相鄰的2種電平狀態(tài)，其中E電平被均分為E′和E″，-E電平被均分為-E′和-E″。因為在相同的輸出電流情況下兩個冗余電平分別為充電狀態(tài)和放電狀態(tài)，所以在一個開關周期內(nèi)可以實現(xiàn)對飛跨電容的充電和放電過程，從而減小飛跨電容的電壓紋波。

單周期調(diào)制方法的驅動波形如圖3所示。圖中G1、G5、G7分別為開關管S1、S5、S7的驅動信號，陰影部分為冗余電平作用時間。若三角載波取值為0～2E，則在參考波正半周的G5、G7驅動信號為參考波與三角載波的比較結果，在參考波負半周的G5、G7驅動信號為參考波加2E與三角載波的比較結果。

這種調(diào)制方式的優(yōu)點是：（1）一個開關周期內(nèi)包含相鄰兩個電平，同時含有飛跨電容充電和放電狀態(tài)，有利于實現(xiàn)飛跨電容充、放電平衡，進而可以控制飛跨電容電壓，減小電壓紋波；（2）參考波簡單，容易通過參考波與三角載波比較的SPWM方法實現(xiàn)五電平輸出；（3）容易用DSP實現(xiàn)。

圖3 單周期調(diào)制方法的開關狀態(tài)Tab.3 On-off state with single-cycle modulation

3 飛跨電容電壓的控制

在有源中點箝位式五電平逆變器的結構中，由于各功率器件的參數(shù)差異導致飛跨電容充放電存在差異，而飛跨電容充放電必然會引起電壓波動。由表3可知，在逆變器輸出E電平和-E電平時，飛跨電容會進行充放電，進而導致飛跨電容電壓的波動，飛跨電容電壓波動又會影響逆變器輸出電壓波形和功率器件承受的電壓。所以對飛跨電容電壓進行控制非常必要［14］。

對飛跨電容電壓控制的基本思路是，輸出電壓E和-E分別對應兩種狀態(tài)，一種是充電狀態(tài)，一種是放電狀態(tài)。輸出電壓E或-E總的作用時間是由當前參考波確定的，在上述電平輸出時間里可以控制其充電狀態(tài)和放電狀態(tài)作用時間，從而使電容電壓達到穩(wěn)定。

本文提出在控制策略中設置一個充電因子，通過檢測到的飛跨電容電壓調(diào)節(jié)充電因子來達到飛跨電容電壓穩(wěn)定控制。當檢測到的飛跨電容電壓高于給定的基準值時，調(diào)整充電因子為負，使飛跨電容充電時間減少，同時飛跨電容的放電時間得到增加，使飛跨電容電壓達到穩(wěn)定。反之，如果檢測到的飛跨電容電壓低于給定的基準值時，調(diào)整充電因子為正，使飛跨電容充電時間增加，飛跨電容放電時間減少，最終達到飛跨電容電壓穩(wěn)定。

設δ為充電因子，Ref為調(diào)制波，以2E電平與E電平切換為例分析充電因子的作用機制。根據(jù)電平作用伏秒平衡原理有

式中：T2E為2E電平作用時間；TE為E電平作用時間；Ts為S5、S7功率器件PWM開關周期，即

聯(lián)立式（1）、式（2），得

加入充電因子后，E′、E″的作用時間分別為

式中，IL為電感電流。其中，

同理，E電平與0電平切換、0電平與-E電平切換、-E電平與-2E電平切換，均可得到與式（4）相同的控制規(guī)則。

4 仿真與實驗研究

4.1 仿真結果及分析

本文采用Matlab軟件進行仿真。仿真系統(tǒng)參數(shù)如下：直流側電壓為700 V，飛跨電容為2 400 μF，飛跨電容電壓基準值175 V，開關頻率為8 kHz，電網(wǎng)電壓220 V，電網(wǎng)頻率為50 Hz，并網(wǎng)功率為5 kW。五電平逆變器運行在工頻50 Hz工況下輸出Van仿真波形如圖4所示；并網(wǎng)電流波形為正弦波，如圖5所示；未加充、放電平衡策略時的飛跨電容電壓波形如圖6所示，由于各IGBT導通壓降、開關時間存在差異，在未加入平衡策略時飛跨電容電壓不受控；加入平衡策略時飛跨電容電壓波形如圖7所示。仿真以母線電壓的1/4作為飛跨電容電壓給定，以飛跨電容電壓作為反饋，經(jīng)過PI控制器輸出充電因子，以式（4）的控制規(guī)律調(diào)節(jié)充、放電狀態(tài)的作用時間。由圖7看出加入平衡策略后飛跨電容電壓穩(wěn)定在175 V附近，電壓波動約為2 V。

圖4 逆變器輸出電壓的仿真波形Tab.4 Simulation waveform of output voltage of inverter

圖5 并網(wǎng)相電流波形Tab.5 Grid-connected phase current waveform

圖6 未加平衡控制的飛跨電容電壓波形Tab.6 Flying capacitor voltage waveform without balance control

圖7 加入平衡控制的飛跨電容電壓波形Tab.7 Flying capacitor voltage waveform with balance control

4.2 實驗結果及分析

單相有源中點箝位式五電平逆變器的實驗平臺的主要技術參數(shù)與上述仿真參數(shù)相同。圖8為逆變器輸出電壓及并網(wǎng)電流波形，其中CH1為逆變器輸出5電平電壓波形，CH2為并網(wǎng)電流波形，CH3為電網(wǎng)電壓波形。

圖8 逆變器輸出5電平及并網(wǎng)電流波形Tab.8 Wareforms of five-level output voltage and grid-connected current

圖9 飛跨電容電流及飛跨電容電壓波形Tab.9 Waveforms of flying capacitor current and voltage

圖9為飛跨電容電流及飛跨電容電壓波形，其中CH1為直流母線電壓，CH2為飛跨電容電流，CH3為飛跨電容電壓。

5 結語

本文研究了有源中點箝位式ANPC五電平逆變器的調(diào)制方法和飛跨電容充、放電平衡問題。文章分析了ANPC型五電平逆變器開關狀態(tài)與輸出電平的關系，得出單周期SPWM調(diào)制方法。該調(diào)制方法便于利用DSP的PWM模塊生成驅動控制脈沖，在一個開關周期內(nèi)逆變器輸出含相鄰2個電平，同時含有飛跨電容充電、放電2個狀態(tài)，通過加入充電因子控制充、放電狀態(tài)作用時間，在不影響輸出電平的前提下實現(xiàn)了飛跨電容電壓的控制，且飛跨電容電壓波動小。仿真和實驗結果驗證了本文提出的調(diào)制方法和飛跨電容電壓控制策略的正確性。

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Research on Modulation Method of ANPC Five-level Inverter and Control Strategy of Flying Capacitor Voltage

ZHANG Hanghang1，LIU Xiaogang2，ZHANG Xintao2，ZHANG Lei2，LIANG Huanying2
（1.College of Electrical＆Information Engineering Shanxi University of Science＆Technology，Xi′an 710021；2.TBEA Xinjiang Sunoasis Co.Ltd.，Urumqi 830011）

The relationship between the on-off state and output level of active neutral point clamped（ANPC）five-level inverter is analyzed in this paper.Additionally，a single-cycle modulation method which concerning with accomplishing effective level and the charging-discharging of flying capacitor during one switching period is raised.In order to control the voltage of flying capacitor，a charging factor used to adjust the operating time of chargingdischarging state is proposed to add into the modulation strategy of this paper.Hence，the closed loop control of flying capacitor voltage is achieved via detecting the voltage of flying capacitor and regulating the charging factor in real time.Finally，the single-cycle sinusoidal pulse width modulation（SPWM）method and the control tactic of flying capacitor voltage are simulated and researched，the validity of this SPWM means and control strategy is verified simultaneously.

active neutral point clamped（ANPC）；five-level inverter；sinusoidal pulse width modulation（SPWM）；flying capacitor；charging factor

張航航（1986-），女，碩士研究生，初級工程師，研究方向：電力電子與新能源發(fā)電技術，E-mail：zhh9072@163.com；

劉小剛（1982-），男，碩士研究生，中級工程師，研究方向：電力電子與電力傳動，E-mail：93683310@qq.com；

張新濤（1980-），男，本科，中級工程師，研究方向：光伏并網(wǎng)逆變器，E-mail：1377201812@163.com；

張磊（1979-），男，博士研究生，高級工程師，研究方向：光伏并網(wǎng)逆變器控制策略，E-mail：oasis.Lei.zhang@gmail；

梁歡迎（1979-），通信作者，女，碩士研究生，中級工程師，研究方向：光伏并網(wǎng)逆變器技術，E-mail：lianghying@163.com。

10.13234/j.issn.2095-2805.2015.1.67

：TM 461

：A

2014-09-17

國家高技術研究發(fā)展（863）計劃（2011AA05A305）

Project Supported by National High-tech R＆D Program of China（863Program）（2011AA05A305）］