基于LCL濾波的逆變器并網(wǎng)電流控制策略研究

韓詠如，薛士龍，鄧勇智

（上海海事大學(xué)物流工程學(xué)院電氣自動(dòng)化系，上海201306）

引言

能源一直是社會(huì)進(jìn)步的重要推動(dòng)力。隨著社會(huì)經(jīng)濟(jì)的發(fā)展和人民生活水平的提高，化石能源不僅無(wú)法滿足持續(xù)增長(zhǎng)的能源需求，而且對(duì)環(huán)境和生態(tài)造成嚴(yán)重破壞，所以大力發(fā)展新能源已成為當(dāng)務(wù)之急。在自然界當(dāng)中，最豐富的能源來(lái)源是太陽(yáng)能，綠色可再生資源太陽(yáng)能越來(lái)越多地進(jìn)入到我們生活的各個(gè)領(lǐng)域，而光伏發(fā)電是太陽(yáng)能利用的主要方式，因此近些年來(lái)光伏并網(wǎng)發(fā)電技術(shù)發(fā)展非常迅速。

光伏發(fā)電中提高光伏并網(wǎng)電源的逆變效率和供電質(zhì)量引起人們極大關(guān)注。光伏逆變器的脈寬調(diào)制(PWM)過(guò)程中會(huì)產(chǎn)生大量的開(kāi)關(guān)頻率次諧波，為提高并網(wǎng)電流質(zhì)量，需要采用適當(dāng)?shù)臑V波器。常用濾波器有L型、LC型、LCL型濾波器。LCL濾波器所需總電感量比L和LC濾波器小得多，不僅能降低成本，減小濾波器的體積和重量，還能提高動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力，對(duì)諧波的抑制效果佳，具有較好的應(yīng)用前景。但LCL濾波器是一個(gè)三階系統(tǒng)，本身存在著諧振問(wèn)題而使系統(tǒng)不穩(wěn)定。為了抑制諧振必須增加阻尼環(huán)節(jié)，而阻尼環(huán)節(jié)會(huì)帶來(lái)系統(tǒng)功率損耗。為了提高逆變效率和供電質(zhì)量，可以采用合適的控制策略來(lái)實(shí)現(xiàn)有源阻尼降低系統(tǒng)功率損耗同時(shí)抑制諧振，因此優(yōu)化逆變器的控制策略是近些年的研究的一個(gè)重點(diǎn)和熱點(diǎn)。

本文分析了LCL濾波并網(wǎng)逆變器的常規(guī)PI控制方法，并設(shè)計(jì)了一種新型的準(zhǔn)PR控制方法，通過(guò)建模仿真對(duì)兩種控制方法從供電質(zhì)量的諧振抑制效果、動(dòng)態(tài)響應(yīng)等方面進(jìn)行對(duì)比。

1 LCL型濾波器建模

LCL濾波器以其所需電感量小、對(duì)高頻諧波抑制能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，受到廣泛認(rèn)可[1,2]。LCL濾波單相并網(wǎng)逆變器主拓?fù)淙鐖D1。

本文按額定輸出功率為3 kW的單相并網(wǎng)逆變器設(shè)計(jì)，直流母線電壓Ud=400 V，IGBT開(kāi)關(guān)頻率fs=20 kHz， 經(jīng)計(jì)算及優(yōu)化取 L1=1 mH，C=8 μF，L2=0.65mH。忽略電感內(nèi)阻等因素，根據(jù)圖1所示LCL型濾波器結(jié)構(gòu)圖可以得到LCL型濾波器的等效框圖模型如圖2所示，其中G1(s)=1/L1s,G2(s)=1/Cs,G3(s)=1/L2s。

圖1 LCL濾波單相并網(wǎng)逆變器主拓?fù)?/p>

若將電網(wǎng)電壓作為擾動(dòng)量，可以得到化簡(jiǎn)后入網(wǎng)電流ig到濾波器輸入電壓u0的傳遞函數(shù)為：

由式（1），根據(jù)參數(shù)在MATLAB中畫(huà)出LCL型濾波器的幅頻相頻特性曲線如圖3所示。

圖2 LCL型濾波器的等效框圖

從圖3可以看出LCL濾波器對(duì)低頻段抑制較弱，而對(duì)高頻段有良好的抑制效果，但是存在諧振問(wèn)題。

2 基于PI調(diào)節(jié)的電流雙閉環(huán)有源阻尼控制策略

圖3 LCL型濾波器的幅頻相頻特性曲線

通過(guò)入網(wǎng)電流I2反饋實(shí)現(xiàn)有源阻尼控制，能有效抑制LCL濾波器的諧振，但是由于入網(wǎng)電流I2反饋閉環(huán)控制系統(tǒng)是不穩(wěn)定的，所以通常引入逆變側(cè)電流I1或者電容電流Ic作為內(nèi)環(huán)增加系統(tǒng)的穩(wěn)定性[3,4]。由于Ic通常是高頻的微弱電流，檢測(cè)和采樣困難[5-7]，所以本文以逆變側(cè)電流I1反饋?zhàn)鳛閮?nèi)環(huán)控制。其系統(tǒng)的控制框圖如圖4。

以并網(wǎng)電流I2作為電流外環(huán)控制變量，電感L1電流I1作為電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制策略，其開(kāi)環(huán)系統(tǒng)的傳遞函數(shù)為：

圖4 基于PI調(diào)節(jié)系統(tǒng)控制框圖

采用比例調(diào)節(jié) Go（s）=0.2，其系統(tǒng)的 bode圖如圖 5。

從圖5可以看出，引入逆變側(cè)和并網(wǎng)側(cè)雙電流閉環(huán)控制不僅有良好的高頻衰減特性，還能有效地抑制LCL濾波器的諧振。系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)根軌跡圖如圖6，可以看出選擇合適的參數(shù)系統(tǒng)能穩(wěn)定。

圖5 基于PI調(diào)節(jié)的雙電流閉環(huán)控制系統(tǒng)bode圖

圖6 基于PI調(diào)節(jié)的雙電流閉環(huán)控制系統(tǒng)根軌跡圖

為了驗(yàn)證上述理論分析，搭建基于PSIM 9.0仿真環(huán)境的額定輸出3 kW的單相并網(wǎng)逆變器仿真模型。其中電流內(nèi)環(huán)采用比例控制器以保證電流跟蹤的快速性，電流外環(huán)采用PI控制器以獲得良好的動(dòng)態(tài)特性和電流跟蹤精度，PI調(diào)節(jié)的雙電流閉環(huán)系統(tǒng)主電路如圖7，控制電路如圖8。

從0 s開(kāi)始仿真，并在0.025 s時(shí)將給定電流信號(hào)減半，將電網(wǎng)電壓縮小到2%并與逆變側(cè)電流I1和并網(wǎng)側(cè)電流I2對(duì)比，動(dòng)態(tài)響應(yīng)如圖9，圖8為逆變側(cè)電流I1和0.02 Ug，圖9為并網(wǎng)側(cè)電流I2和0.02 Ug。

圖7 雙電流閉環(huán)系統(tǒng)主電路

圖8 PI調(diào)節(jié)的雙電流閉環(huán)系統(tǒng)控制電路

圖9 PI調(diào)節(jié)的逆變器側(cè)電流I1和并網(wǎng)電流側(cè)I2輸出仿真圖

圖10 PI調(diào)節(jié)并網(wǎng)電流I2的總諧波失真（THD）圖（左）及逆變側(cè)電流I1頻譜圖（右）

由實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出，當(dāng)入網(wǎng)電流基準(zhǔn)給定突然減半時(shí),雙閉環(huán)方案能夠準(zhǔn)確跟蹤給定電流，動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間約為周期（0.005 s）。并網(wǎng)電流 I2的 THD圖及逆變側(cè)電流I1的頻譜分析圖如圖10，THD為2.3%，小于5%，滿足IEEE Std 929-2000標(biāo)準(zhǔn)對(duì)并網(wǎng)諧波的要求，但是逆變側(cè)存在載波頻率（20 kHz）及其倍頻。

3 新型的基于準(zhǔn)PR控制的電流雙閉環(huán)控制策略

為了對(duì)交流信號(hào)的無(wú)靜差跟蹤，使其在特定的帶寬中有相同的頻率響應(yīng)特性,從而達(dá)到消除跟蹤誤差的目的，構(gòu)造一個(gè)對(duì)參考輸入信號(hào)進(jìn)行交流補(bǔ)償?shù)膫鬟f函數(shù),實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)輸出在諧振頻率處的高增益,而在其他頻率段均大幅衰減,且滿足系統(tǒng)穩(wěn)定性要求，可以引進(jìn)比例諧振控制[8-10]。比例諧振控制器的傳遞函數(shù)為：

式（3）中,w0為諧振頻率,Kp為比例增益系數(shù)。諧振控制器Gpr(s)理論上雖正確,但在諧振頻率w0附近過(guò)于狹窄的頻段和過(guò)高的增益,使得系統(tǒng)對(duì)負(fù)載和電網(wǎng)的參數(shù)波動(dòng)異常敏感,為了降低在諧振頻率處的敏感度和高增益特性,同時(shí)滿足系統(tǒng)穩(wěn)定性要求,改進(jìn)PR控制為準(zhǔn)PR控制，其傳遞函數(shù)為：

Kp為比例增益系數(shù) （0.5），Ki為積分增益系數(shù)（4），wc為截止頻率 （取 10%電網(wǎng)頻率 50 Hz的=5 Hz）， w0為諧振頻率（50 Hz）。 式（4）準(zhǔn) PR 控制的bode圖如圖11。

為了使系統(tǒng)獲得良好的響應(yīng)速度和穩(wěn)定性，將逆變器側(cè)電流I1反饋，取偏差經(jīng)PI調(diào)節(jié)，其中Gpi(s)同時(shí)為了抑制諧振，將并網(wǎng)電流I2反饋給輸入，同時(shí)引進(jìn)準(zhǔn)PR控制器來(lái)抑制50±5 Hz以外的頻率。構(gòu)建新型基于準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)系統(tǒng)控制框圖如圖12，新型系統(tǒng)奈奎斯特圖如圖13，可以看出系統(tǒng)是穩(wěn)定的。

圖11 準(zhǔn)PR控制器的伯德圖

為了提高光伏并網(wǎng)電源逆變效率和供電質(zhì)量，消除三角載波的諧波頻率，本文設(shè)計(jì)了一種新型的通過(guò)定時(shí)控制（時(shí)鐘脈沖信號(hào)為1 μs）的滯環(huán)瞬時(shí)值比較法控制策略。這種新型策略通過(guò)將LCL濾波器輸出與給定信號(hào)比較，取差值進(jìn)行準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)，并將逆變器輸出與給定信號(hào)比較，取差值進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，最后由定時(shí)控制的時(shí)鐘脈沖使能調(diào)節(jié)后的信號(hào)來(lái)控制H全橋逆變開(kāi)關(guān)動(dòng)作實(shí)現(xiàn)逆變，調(diào)制過(guò)程不需要引入三角載波，在逆變器輸出中沒(méi)有特定載波頻率及其諧波分量，又能實(shí)現(xiàn)對(duì)給定信號(hào)的高精度跟蹤，且動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快，而且定時(shí)控制環(huán)節(jié)能防止開(kāi)關(guān)動(dòng)作頻率超過(guò)開(kāi)關(guān)管的最高頻率而導(dǎo)致控制失效?；赑SIM9.0的新型準(zhǔn)PR雙電流閉環(huán)系統(tǒng)主電路如圖7，控制電路如圖14。

圖12 基于準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)系統(tǒng)控制框圖

圖13 基于準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)系統(tǒng)雙電流閉環(huán)控制奈奎斯特圖

將電網(wǎng)電壓縮小到10%并與并網(wǎng)電流I2和逆變側(cè)電流I1對(duì)比，并在0.025 s給定電流減半，動(dòng)態(tài)響應(yīng)如圖15，上圖為并網(wǎng)電流I1和0.02 Ug，下圖為逆變側(cè)電流I2和0.02 Ug。

由仿真結(jié)果可以看出，當(dāng)入網(wǎng)電流給定信號(hào)突然減半時(shí),此方案能夠準(zhǔn)確快速地跟蹤給定電流，動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間約為1/10周期（0.002 s）。此方案并網(wǎng)電流I2的THD圖（左）及逆變側(cè)電流I1的頻譜分析圖（右）如圖16，THD約為0.7，遠(yuǎn)小于5，并且從圖 15（右）可以看出逆變側(cè)電流I1中無(wú)高頻載波頻率。

分別對(duì)比圖 9，圖 15和圖10,圖16，可以看出此新型準(zhǔn)PR控制雙電流閉環(huán)對(duì)比與基于PI控制雙電流閉環(huán)有源阻尼控制方案，不僅THD小，跟蹤精度高，動(dòng)態(tài)性能好，無(wú)載波頻率，而且與濾波電容C交換的無(wú)功功率小，能有效地提高光伏并網(wǎng)電源的逆變效率和供電質(zhì)量。

圖14 新型準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)的雙電流閉環(huán)系統(tǒng)控制電路圖

圖15 新型準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)的逆變器側(cè)電流I1和并網(wǎng)側(cè)電流I2輸出仿真圖

圖16 準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)并網(wǎng)電流I2的總諧波失真（THD）圖（左）及逆變側(cè)電流I1頻譜圖（右）

4 結(jié)論

LCL濾波器能很好抑制逆變器輸出中的高頻諧波電流，但因?yàn)樗菫槿A系統(tǒng)，存在諧振問(wèn)題而造成控制系統(tǒng)不穩(wěn)定。本文從理論上分析了逆變側(cè)和網(wǎng)側(cè)雙閉環(huán)電流控制策略能夠有效抑制LCL的諧振問(wèn)題，并對(duì)傳統(tǒng)的PI調(diào)節(jié)進(jìn)行改進(jìn)，設(shè)計(jì)了一種新型的準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)的控制策略，此策略通過(guò)定時(shí)控制的滯環(huán)瞬時(shí)值比較法來(lái)控制H橋逆變開(kāi)關(guān)，極大地提高了光伏并網(wǎng)電源的逆變效率和供電質(zhì)量。并搭建基于PSIM 9.0的仿真模型，驗(yàn)證了新型準(zhǔn)PR控制策略的穩(wěn)定性和優(yōu)越性。

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