一種零電壓轉換雙升壓有源功率因數校正變換器

胡 瑋 康 勇 周小寧 王學華

（1.華中科技大學 強電磁工程與新技術國家重點實驗室 武漢 430074 2.武漢全華光電科技有限公司 武漢 430070）

1 引言

無橋升壓功率因數校正（Boost Power Factor Correction,Boost PFC）變換器相較普通Boost PFC變換器可通過減少整流二極管數量來降低了導通損耗，提高了變換器效率，近年來得到越來越多的研究[1-3]。但普通無橋Boost PFC 變換器由于升壓電感的位置在交流測，高頻工作狀態(tài)下線間寄生電容使得變換器的共模噪聲急劇變大[4-6]，產生嚴重的電磁干擾（Electromagnetic Interference，EMI）。一般情況下，大功率無橋Boost PFC 變換器須配備多級EMI 濾波器，導致其功率密度大幅度下降，限制了其在工業(yè)領域的推廣使用。針對上述問題，文獻[7-9]提出了一種含回路二極管的雙升壓有源功率因數校正（Dual Boost Power Factor Correction,DBPFC）變換器拓撲，電路增加了兩個回路二極管VDa和VDb（慢恢復二極管）與輸入電壓vin建立聯(lián)系，在輸入電壓（頻率為工頻）正負半周期交替開通，大幅降低了變換器的共模干擾。

無橋 Boost PFC 變換器拓撲僅降低了導通損耗，對于降低開關損耗，目前的研究主要集中在軟開關技術上。在無源軟開關技術研究方面，文獻[10]提出了一種無橋軟開關 Boost PFC 變換器拓撲，兩對諧振電感和電容在主開關管開通和關斷時刻諧振，實現了開關管的零電流開通和升壓二極管的自然關斷；文獻[11]提出了另一種無橋軟開關 Boost PFC 變換器拓撲，通過采用耦合電感，實現了開關管的零電流開通、零電壓關斷和升壓二極管的自然關斷。無源軟開關技術的主要局限在于由于沒有輔助開關管控制，諧振電感和電容在整個開關周期均工作，額外損耗大，使得整體效率提升均不顯著。同時，在其工作頻率范圍內，電壓、電流應力會受到諧振器件參數的約束。在有源軟開關技術研究方面，目前零電壓轉換（Zero-Voltage Transition,ZVT）技術被認為是最優(yōu)選的方案，因為它可實現主開關管的零電壓開關（Zero-Voltage Switching,ZVS）和升壓二極管的自然開關，并且不增加各開關器件的電壓應力。文獻[12-14]提出了一種ZVT Boost PFC變換器拓撲，可實現主開關管的ZVS和升壓二極管的自然開關，但該拓撲的輔助開關管是硬關斷，使得變換器整體效率提升不理想；文獻[15]提出了一種適用于無橋Boost PFC 主電路的ZVT Boost PFC變換器拓撲；文獻[16-18]通過在文獻[12]的變換器拓撲上增加一些飽和電感或耦合電感來改善輔助開關管的關斷特性，降低變換器的EMI，但這一系列拓撲均增加了系統(tǒng)的成本和復雜性；文獻[19-21]在文獻[12]的變換器拓撲上增加了一個諧振電容，即實現了輔助開關管的零電壓關斷，改善了關斷特性，提高了效率。

綜合以上文獻的優(yōu)點，本文研究了一種 ZVT DBPFC 變換器，該變換器可以實現主開關管的ZVS和升壓二極管的自然開關，與此同時實現輔助開關管的零電流開通和零電壓關斷，大幅減少了開關管開關損耗和升壓二極管反相恢復損耗，提高了系統(tǒng)效率，同時并未增大各開關器件的電壓應力。本文對該變換器拓撲在一個開關周期內的工作模態(tài)進行理論分析，詳細討論了軟開關實現條件和控制策略并給出了主要仿真波形。最終完成了一臺開關頻率100kHz，輸出功率600W 的平均電流控制方式的原理樣機，驗證了理論分析的正確性。

2 工作原理

2.1 拓撲結構分析

本文提出的ZVT DBPFC 變換器由含回路二極管的DBPFC 變換器和有源輔助諧振支路組成。其中含回路二極管的DBPFC 變換器是主電路，升壓電感L1、L2，升壓二極管VD1，主開關管S1、S2與回路二極管VDb構成輸入電壓vin工頻正半周期的主電路拓撲；升壓電感L2、L1，升壓二極管VD2，主開關管S2、S1與回路二極管VDa構成輸入電壓vin工頻負半周期的主電路拓撲。諧振電感Lr，輔助開關管Sr，諧振電容Cr，連通二極管VD3、VD4、VD5和VD6與主開關管并聯(lián)諧振電容CS1、CS2構成有源輔助諧振支路。C0為輸出濾波電容，R0為等效負載電阻。ZVT DBPFC 變換器本質是兩路相同拓撲的單管Boost PFC 變換器和有源輔助諧振支路在輸入電壓正負半周期分別工作。其變換器拓撲如圖1所示。

圖1 ZVT DBPFC 變換器拓撲Fig.1 The topology of the ZVT DBPFC converter

2.2 工作模態(tài)分析

為方便分析，不考慮各開關管和二極管開通時間、導通壓降等問題，也不考慮輔助開關管的寄生二極管和寄生電容對變換器工作模態(tài)的影響。由于S1和S2在輸入電壓vin正、負半周期交替工作，工作過程是完全對稱的，故僅分析vin正半周期輸入時變換器的工作模態(tài)，此時，電感電流iL1（即輸入電流）的返回路徑是流經通路二極管VDb和不工作的主開關管S2的體二極管VDS2。在任一開關周期內，升壓電感L1可以作為一個恒定的電流源IL1，輸出電容C0可以作為一個恒定的電壓源V0。ZVT DBPFC 變換器關鍵波形如圖2 所示。波形從上到下依次為S1的驅動信號vg1；Sr的驅動信號vgr；Lr的電流iLr；S1的漏-源電壓vS1和電流iS1；VD1的電壓vVD1和電流iVD1；Sr的漏-源電壓vSr和電流iSr；Cr的電壓vCr；VD6的電流iVD6。

具體工作模態(tài)分析如圖3 所示[22,23]。

模態(tài)1[t7～t0]：在t0時刻之前，有源輔助諧振支路未工作，主開關管S1、輔助開關管Sr均關斷。由于升壓電感L1的存在，IL1可以認為大小不變，在此模態(tài)下，iVD1=IL1，vS1=V0。

圖2 ZVT DBPFC 變換器關鍵波形Fig.2 Key waveforms of the ZVT DBPFC converter

模態(tài)2[t0～t1]：在t0時刻開始模態(tài)2，此時Sr導通，由于諧振電感Lr的存在，Sr的電流不能突變，Sr是零電流開通的，VD3自然開通。在此模態(tài)下，隨著iLr的不斷增加，iVD1不斷減小，直到iLr達到IL1，升壓二極管VD1自然關斷。有方程

圖3 ZVT DBPFC 變換器模態(tài)分析Fig.3 Operating modes of the ZVT DBPFC converter

約束條件為

此模態(tài)持續(xù)時間為

模態(tài)3[t1～t2)：在t1時刻開始模態(tài)3，此時iVD1=0，VD1自然關斷，而S1尚未開通，vVD1仍為零，VD1反向恢復損耗接近為零。在此模態(tài)下，vS1(t1)=V0，Lr與S1兩端的并聯(lián)電容CS1開始諧振，CS1開始放電，iLr繼續(xù)增大。有方程

約束條件為

可解得

式中

此模態(tài)持續(xù)時間為

模態(tài)4[t2～t3]：在t2時刻開始模態(tài)4，此時vS1=0，iLr達到此開關周期電流最大值ILr=IL1+V0/Z1，S1的體內反并二極管VDS1開通，維持S1的反向電流iS1。在此模態(tài)下，iLr繼流，且維持在iLr=ILr，S1達到零電壓開通條件。

模態(tài)5[t3～t4]：在t3時刻開始模態(tài)5，此時Sr關斷，S1零電壓開通，開通損耗很小；由于諧振電容Cr的存在，Sr的電壓不能突變，其關斷特性好，近似于零電壓關斷，VD3自然關斷。在此模態(tài)下，Lr與Cr開始串聯(lián)諧振，VD5自然開通。有方程如下：

約束條件為

可解得

其中

此模態(tài)持續(xù)時間為

Lr通過串聯(lián)諧振將其存儲的能量傳遞給Cr，在t4時刻，vCr達到此開關周期的電壓最大值

如果VCr≥V0，則vCr被鉗位在V0。

模態(tài)6[t4～t5)：在t4時刻開始模態(tài)6，此時Lr與Cr諧振結束，iLr=0，VD5自然關斷，有源輔助諧振支路不工作。在此模態(tài)下，含回路二極管的DBPFC主電路繼續(xù)工作。

模態(tài)7[t5～t6)：在t5時刻開始模態(tài)7，此時S1關斷，由于CS1的存在，S1是零電壓關斷的，關斷損耗遠小于硬關斷。在此模態(tài)下，IL1對CS1充電。有方程

約束條件為

此模態(tài)持續(xù)時間為

模態(tài) 8[t6～t7)：在t6時刻開始模態(tài) 8，此時vS1+VCr=V0。在此模態(tài)下，CS1繼續(xù)充電，同時Cr開始放電，VD3、VD6自然開通。有方程

約束條件為

此模態(tài)持續(xù)時間為

到t7時刻，CS1充電結束，vS1=V0，同時Cr放電結束，vCr=0，VD3、VD6自然關斷，VD1自然開通，電路回到下一個開關周期過程。

3 電路討論

3.1 軟開關實現條件

通過主開關管與輔助開關管的交錯開通，可實現主開關管S1、S2的ZVS。以S1為例，在S1關斷時，CS1限制了S1的電壓上升率，自然實現了S1的零電壓關斷；而在S1開通時，必須要將CS1上的電荷釋放到0，即vS1=0，才能實現零電壓開通。

諧振電感Lr在一個開關周期中參與兩次諧振，在主開關管S1開通前，Lr首先與CS1串聯(lián)諧振，將CS1上的電荷釋放到0；在輔助開關管Sr關斷時，Lr與Cr串聯(lián)諧振，將儲存的能量轉移到Cr中，并最終釋放到負載中。由此得出ZVT DBPFC變換器實現軟開關的兩個約束條件，首先輔助開關管Sr的開通時間tSr必須保證通過諧振，CS1中存儲的能量完全被釋放，即

式（16）中t23時間很短，可以忽略。只有滿足此條件時，才能實現S1開通時CS1存儲的能量已完全釋放。其次，Lr與Cr串聯(lián)諧振，將儲存的能量轉移到Cr中的時間要比S1的開通時間短，保證Lr將能量完全轉移到Cr中，并在S1關斷后進一步將Cr的能量釋放到負載中。

3.2 控制策略

ZVT DBPFC 變換器只能工作在電感電流連續(xù)模式（Continuous Current Mode,CCM），平均電流法在CCM 模式下能有效地減小跟蹤誤差產生的畸變，故對ZVT DBPFC 變換器采用平均電流法進行控制，控制芯片采用UC3854。通過一個由R1和C1組成的脈沖移相電路和一個若干門電路組成的邏輯控制電路產生電壓驅動信號vg1、vg2和vgr，其中脈沖移相電路的移相時間即為輔助開關管的開通時間tSr，即tSr=R1C1，tSr需滿足式（16）。同時邏輯控制電路使S1、S2與Sr交錯開通，ZVT DBPFC 變換器系統(tǒng)電路如圖4 所示。

圖4 ZVT DBPFC 系統(tǒng)電路圖Fig.4 System circuit diagram of the ZVT DBPFC

3.3 有源輔助諧振支路參數設計

ZVT DBPFC 變換器的有源輔助諧振支路參數設計主要考慮在最小電壓輸入（Vinmin=90V），額定輸出時的情況。設定η≈0.9，此時最大電感電流有效值為IL1rms=P0/(Vinminη)=7.5A，最大電感電流峰值為IL1max=10.5A。

3.3.1 諧振電感的設計

當iL1達到電感電流峰值IL1max時，t01達到最大值。為了減少有源輔助諧振支路的導通損耗，本文設定其開通時間為開關周期TS的1/10，即

進而得出諧振電感Lr的取值范圍

流過Lr的最大峰值電流ILrmax為

流過Lr的最大有效值電流ILrmax為

3.2.2 諧振電容的設計

諧振電容CS1作為S1的緩沖電容，使得vS1的上升率不要太快，以降低S1的關斷損耗。本文選擇在最小電壓輸入、額定輸出時，vS1從0 上升到V0的時間為S1關斷時間toff的2 倍，即

Cr同時作為S1和Sr關斷時的緩沖電容，以降低S1和Sr的關斷損耗。但S1的電流定額更大，在選擇Cr時，主要考慮S1的關斷特性，使得Cr在放電時速度不要太快。本文選擇在最小電壓輸入，額定輸出時，vCr從VCr下降到0 的時間為S1關斷時間toff的10 倍，即

3.3.3 輔助開關管的選擇

流過輔助開關管Sr的最大電流峰值與流過諧振電感Lr的最大電流峰值相同，均為

Sr的最大電流有效值為

Sr所承受的最大電壓為V0。

4 仿真研究

本文對ZVT DBPFC 變換器進行了Saber 仿真研究，仿真條件為：輸入電壓220V、50Hz，輸出電壓400V，額定輸出功率600W，開關頻率100kHz。升壓電感L1、L2取值為0.5mH，諧振電感Lr取值為8.1μH，諧振電容CS1、CS2取值為2nF，Cr取值為10nF，輸出電容C0取值為1 120μF。圖5 為主要仿真波形，其中圖5a 為S1的驅動信號vg1，圖5b 為Sr的驅動信號vgr，圖5c 為L1的電流iL1和Lr的電流iLr，圖5d 為S1的漏-源電壓vS1，圖5e 為VD1的電壓vVD1，圖5f 為VD1的電流iVD1，圖5g 為Sr的漏-源電壓vSr，圖5h 為Sr的電流iSr，圖5i 為Cr的電壓vCr，圖5j 為Cr的電流iCr。

圖5 ZVT DBPFC 變換器仿真波形Fig.5 Simulation waveforms of the ZVT DBPFC converter

圖5c 顯示Lr的工作時間只占一個開關周期的一小部分，有源輔助諧振支路的導通損耗非常小；iL1在一個周期內基本維持不變，可認為是一個恒定的電流源IL1。圖5d 顯示當S1開通時，有源輔助諧振支路已使vS1下降到零，并且VDS1已開通，因此S1是零電壓開通的；而當S1關斷時，CS1限制了vS1的上升率，電壓緩慢上升，因此S1是零電壓關斷的。圖5e 顯示當S1關斷時，CS1限制了vVD1的下降率，其電壓緩慢降低到零，因此VD1是自然開通的。圖5f 顯示當S1開通時，iVD1已下降為零，因此VD1不存在反向恢復損耗，是自然關斷的。圖5g 顯示當Sr關斷時，Cr限制了vSr的上升率，電壓緩慢上升，因此Sr是零電壓關斷的。圖5h 顯示當Sr開通時，Lr限制了iSr的上升率，電流緩慢上升，因此Sr是零電流開通的。圖5i和圖5j 顯示Cr在一個開關周期內充放電一次。當Sr關斷時，Cr充電，它作為Sr的緩沖電容，使得Sr零電壓關斷；當S1關斷時，Cr放電，它與CS1并聯(lián)作為S1的緩沖電容，使得S1零電壓關斷。

5 實驗驗證

為驗證理論分析和仿真結果的正確性，設計并搭建了ZVT DBPFC 變換器原理樣機，實驗條件與仿真條件相同，主開關管S1、S2和輔助開關管Sr選用IRFP460；升壓二極管VD1、VD2和通路二極管VD3、VD4、VD5、VD6選用MUR1560；回路二極管VDa、VDb選用HER606；諧振電感Lr磁心選取鐵硅鋁磁環(huán) MS-130026-2，μ=26 繞制。考慮到IRFP460 的結電容約為500pF，CS1、CS2選取1.5nF，其與Cr均選取高頻瓷片電容。

圖6 顯示在輸入電壓220V，輸出電壓400V，輸出功率600W 的情況下輸入電壓vin與電感電流iL1的波形；iL1的波形顯示ZVT DBPFC 變換器具有很高的功率因數和較低的總諧波失真（Total Harmonic Distortion,THD），達到了功率因數校正的目的。

圖6 額定電壓滿載時輸入電壓和電感電流波形Fig.6 Measured key waveforms of the input voltage and the inductor current at rated voltage and full load

圖7顯示了S1、VD1和Sr的電壓、電流的波形，其中虛線部分為電壓、電流交疊區(qū)，即開關損耗出現時刻。圖7a顯示S1實現了零電壓開通，即在S1開通前，iS1反向通過S1的體二極管VDS1，其電壓、電流交疊區(qū)為0，開通損耗為0；同時S1實現了零電壓關斷，其電壓、電流交疊區(qū)很小，關斷損耗大幅減小。圖7b顯示VD1實現了自然導通，其電壓、電流交疊區(qū)很小，開通損耗大幅減??；同時VD1實現了自然關斷，即在iVD1下降為0時，vVD1才開始上升，不存在反向恢復問題，關斷損耗為0。圖7c顯示了Sr實現了零電流開通，其電壓、電流交疊區(qū)很小，開通損耗大幅減?。煌瑫rSr實現了零電壓關斷，其電壓上升率和幅值都受到了限制，電壓、電流交疊區(qū)非常小，關斷損耗基本為0。

圖7 各開關管和升壓二極管的電壓電流波形Fig.7 Measured key waveform of voltages and currents of the switchs and the Boost diode

圖8 顯示了在一個開關周期中諧振電感Lr的電流波形，驅動信號vg1和vgr驅動S1和Sr交錯開通，Lr在Sr上升沿與CS1諧振儲能，iLr從零上升至此開關周期電流最大值ILr；隨后在下降沿與Cr諧振放電，iLr在Sr關斷前從ILr下降至0。

圖8 諧振電感的電流波形Fig.8 Measured key waveforms of current of the resonant inductor

圖9 顯示了在一個開關周期中諧振電容Cr的電壓、電流波形。當Sr關斷時，Cr吸收Lr的電量，vCr從0 增加到此開關周期最大值VCr；當S1關斷且vS1增加至vS1=V0-VCr時，Cr開始將存儲電量釋放到負載，vCr從VCr下降至0。iCr波形顯示了Cr的充放電過程。

圖9 諧振電容的電壓電流波形Fig.9 Measured key waveforms of voltage and current of the resonant capacitor

圖9 顯示了ZVT DBPFC 樣機與文獻[7]提出的硬開關DBPFC 樣機和文獻[22]提出的ZVZCS 樣機的效率對比曲線，比較條件是樣機輸出功率為600W，輸入電壓在85～265V 之間變化。實驗證明本文提出變換器的開關損耗和導通損耗均非常低，取得了最佳的效率曲線，效率峰值均達到了96.7%。相較硬開關 DBPFC 樣機，電路提升效率 1.2%～2.2%，顯示有源輔助諧振支路大幅降低了開關損耗；相較ZVZCS 樣機，電路提升效率0.6%～1.0%，顯示含回路二極管的 DBPFC 主電路相較于傳統(tǒng)Boost PFC 主電路降低了導通損耗。特別在低電壓大電流輸入的情況下，二極管的反向恢復更嚴重，效率提升更明顯，隨著輸入電壓的增加，效率提升逐漸減小并趨于穩(wěn)定。

圖10 滿載時電路效率隨輸入電壓的變化曲線Fig.10 Measured power efficiencies with relation to the input voltage at full load

硬開關DBPFC 變換器的EMI 遠小于普通無橋PFC 變換器，與傳統(tǒng)Boost PFC 變換器相等[11]，而相較于硬開關DBPFC 變換器，ZVT DBPFC 變換器大幅改善了功率器件的電壓變化率dv/dt和電流變化率di/dt，EMI 得到了進一步降低。針對dv/dt和di/dt與EMI 之間的關系，文獻[21]給出了分析，本文不再詳細討論。

6 結論

本文提出了一種ZVT DBPFC 變換器，該變換器通過在含回路二極管的DBPFC 主電路中增加一個有源輔助諧振支路，提高了工作效率。本文詳細討論了主開關管和升壓二極管實現軟開關的條件并給出了有源輔助諧振支路的參數設計。理論分析和實驗證明了變換器可以實現主開關管的ZVS和升壓二極管的自然開關，與此同時實現了輔助開關管的零電流開通和零電壓關斷，大幅減少了開關管的開關損耗和升壓二極管的反相恢復損耗。工作效率對比分析顯示該變換器能顯著提升工作效率，同時解決了普通無橋PFC 變換器EMI 較高的缺點，在實際應用中具有良好的可推廣性。

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