基于對偶原理構(gòu)造三相電流型多電平逆變器拓?fù)?/h1>
2014-11-23 06:39:46鮑建宇鮑衛(wèi)兵李玉玲
集成技術(shù) 2014年5期
鮑建宇 鮑衛(wèi)兵 李玉玲
1(浙江大學(xué)寧波理工學(xué)院 寧波 315100)
2(浙江工業(yè)大學(xué)之江學(xué)院 杭州 310024)
3(浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院 杭州 310027)
1 引 言
多電平逆變器具有輸出功率大、器件開關(guān)頻率低、等效開關(guān)頻率高、輸出諧波小、動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、傳輸頻帶寬、電磁兼容性好等特點(diǎn)。按照直流側(cè)供電電源方式不同，多電平逆變器可分為電壓型和電流型兩種基本拓?fù)?。目前，多電平電壓型逆變?Voltage-Source Inverter，VSI)[1-3]經(jīng)過多年的研究和發(fā)展，在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、調(diào)制方式、諧波特性、控制性能和直流電壓平衡等方面都已取得了豐碩的研究成果，并繼續(xù)成為研究的熱點(diǎn)。相對于多電平 VSI，多電平電流型逆變器(Current-Source Inverter，CSI)也具有自身的特點(diǎn)。例如，CSI 用于電機(jī)驅(qū)動(dòng)具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、回饋制動(dòng)方便等特點(diǎn)，CSI 用來作為感應(yīng)加熱電源時(shí)工作更穩(wěn)定、應(yīng)用更加普遍等。但是，回顧近幾年有關(guān)多電平 CSI[4-6]的研究工作，與多電平VSI 的研究成果相比，兩者還存在不少差距，尤其是在三相電路拓?fù)錁?gòu)造和 PWM 調(diào)制策略的靈活運(yùn)用等方面。
構(gòu)造結(jié)構(gòu)合理的多電平 CSI 拓?fù)?，特別是三相拓?fù)?，是多電?CSI 研究工作的前提與基礎(chǔ)。對于三相多電平 CSI 拓?fù)?，由于三相電流之間存在相互耦合，因此不能在單相多電平 CSI 拓?fù)浠A(chǔ)上直接通過橋臂擴(kuò)展的方法進(jìn)行構(gòu)造。另外，由于三相逆變器對應(yīng)的拓?fù)鋱D是非平面的，根據(jù)圖論的觀點(diǎn)，也不能在三相多電平 VSI 拓?fù)浠A(chǔ)上直接運(yùn)用對偶變換來構(gòu)造三相多電平 CSI 拓?fù)?。因此，目前的研究成果基本還局限于利用多個(gè)逆變器單元的組合來構(gòu)造三相多電平拓?fù)洹iong 等[7]提出了一種三相分相式 5 電平 CSI 拓?fù)?，但其需要引入中性線并且中性線上要流過負(fù)載電流，故其實(shí)用性受到限制。鮑建宇等[8]和熊宇等[9]所提出的三相直接式多電平 CSI 拓?fù)?，?shí)質(zhì)上還是兩組逆變單元的并聯(lián)結(jié)構(gòu)，采用的是特定開關(guān)組合方式下的階梯波調(diào)制方法，雖然控制比較簡單，但并沒有真正實(shí)現(xiàn) PWM 調(diào)制。Bai等[10]提出了一類通用型三相多電平 CSI 拓?fù)?，將多組逆變單元通過分流電感進(jìn)行并聯(lián)連接，調(diào)制策略基本局限于載波相移 SPWM 技術(shù)，隨著組合單元數(shù)的增加均流控制也將變得越復(fù)雜。綜上所述，探索與構(gòu)造一種三相多電平 CSI 拓?fù)?，使其既無需中性線就可直接帶三相負(fù)載，又能靈活采用各種 PWM 調(diào)制策略，是本文研究工作的重點(diǎn)與難點(diǎn)。
本文試圖通過剖析三相二電平 VSI 的電路特點(diǎn)，利用電路等效思想，系統(tǒng)地歸納與總結(jié)了三相二電平 VSI 拓?fù)鋱D的平面化處理方法。在此基礎(chǔ)上，將三相逆變器拓?fù)鋱D的平面化處理方法擴(kuò)展應(yīng)用于三相多電平 VSI 拓?fù)洹＿x擇三相飛跨電容箝位多電平 VSI 作為原始拓?fù)?，采用打點(diǎn)法進(jìn)行對偶變換，構(gòu)造了一種不需中性線的三相直接式 5 電平 CSI 拓?fù)?，在該拓?fù)浠A(chǔ)上可以方便地?cái)U(kuò)展出 7 電平、9 電平甚至更高電平數(shù)的逆變器。最后，在 SIMULINK 仿真環(huán)境下，采用多載波 SPWM[11]調(diào)制技術(shù)，對該類多電平 CSI 拓?fù)涞目尚行耘c合理性進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。
2 二電平 VSI 拓?fù)鋱D的平面化方法
2.1 增加一個(gè)輔助橋臂的方法
不難看出，4 橋臂三相電壓型逆變器所對應(yīng)的拓?fù)鋱D是平面的，因此可以直接運(yùn)用打點(diǎn)法[13]來進(jìn)行電路的對偶變換。對偶變換后的三相電流型逆變器拓?fù)淙鐖D 1(b)所示。為了直觀地分析兩種逆變器之間的對偶關(guān)系，表 1 分別列出了 8 種開關(guān)狀態(tài)所對應(yīng)的電壓矢量和電流矢量。可以看出，當(dāng)輸出相同的電壓矢量和電流矢量時(shí)，兩者所對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)正好是互補(bǔ)的，這說明兩種逆變器在電氣關(guān)系上也是完全對偶的。
圖1 增加輔助橋臂的平面化方法Fig. 1. Planarity by adding an extra bridge leg
表1 開關(guān)狀態(tài)間的對偶關(guān)系Table 1 . Dual relationship of switching states
2.2 增加一個(gè)等值獨(dú)立電壓源的方法
在三相 6 開關(guān)電壓型逆變器中，再增加一個(gè)等值獨(dú)立電壓源 Vdc2，將第三個(gè)橋臂移出并通過S5連接到該等值獨(dú)立電壓源上，三相負(fù)載按三角形方式連接，適當(dāng)整理后得到了另一種等效電路，如圖 2(a)所示。很明顯該拓?fù)渌鶎?yīng)的圖也是平面的，因此也可以直接運(yùn)用打點(diǎn)法來進(jìn)行對偶變換，變換后所得到的對偶拓?fù)淙鐖D 2(b)所示。
圖2 增加獨(dú)立電壓源的平面化方法Fig. 2. Planarity by adding an independent voltage source
表2 開關(guān)狀態(tài)間的對偶關(guān)系Table 2 . Dual relationship of switching states
表2 分別列出了 8 種開關(guān)狀態(tài)所對應(yīng)的輸出電壓矢量和輸出電流矢量。當(dāng)輸出相同的電壓矢量和電流矢量時(shí)，兩種逆變器所對應(yīng)的開關(guān)導(dǎo)通狀態(tài)正好互補(bǔ)，說明兩種逆變器之間也存在著完全的對偶關(guān)系。
3 多電平 VSI 拓?fù)鋱D的平面化方法
如要運(yùn)用對偶變換，則需對三相多電平 VSI的拓?fù)鋱D進(jìn)行平面化處理。用于三相二電平 VSI拓?fù)鋱D的平面化方法同樣適用于三相多電平 VSI拓?fù)洹?/p>
在三相多電平 VSI 拓?fù)渲?，假如采用增加一個(gè)輔助橋臂的方法，由于箝位電容或箝位二極管與三相負(fù)載的引出連接線之間仍舊存在相互交叉，無法實(shí)現(xiàn)原拓?fù)鋱D的平面化，因此該種方法不適用于三相多電平 VSI。
對于第 2 種方法，即增加一個(gè)等值獨(dú)立電壓源的方法，在二極管箝位多電平 VSI 中，由于箝位二極管與分壓電容之間存在相互交叉，即使增加一個(gè)等值獨(dú)立電壓源還是無法實(shí)現(xiàn)平面化。只有在三相飛跨電容箝位型多電平 VSI 中，通過增加一個(gè)獨(dú)立電壓源所得到的等效電路的拓?fù)鋱D是平面的，因此可以將三相飛跨電容箝位多電平VSI 作為原始拓?fù)?，通過對偶變換來推導(dǎo)三相多電平 CSI 拓?fù)洹?/p>
以三相飛跨電容箝位電壓型 5 電平逆變器為例，將逆變器的第三個(gè)橋臂獨(dú)立出來，并連接到新增加的一個(gè)等值獨(dú)立電壓源上，適當(dāng)調(diào)整橋臂的位置，并將三相負(fù)載連接成三角形方式，整理后就得到了如圖 3 所示的一種帶雙電壓源的三相飛跨電容箝位電壓型 5 電平逆變器拓?fù)?。顯然，該拓?fù)渌鶎?yīng)的圖是平面的，因此可以直接運(yùn)用打點(diǎn)法來推導(dǎo)其對偶拓?fù)洹?/p>
圖3 雙電壓源的三相 5 電平 VSI 拓?fù)銯ig. 3. The three-phase 5-level VSI with two voltage sources
4 構(gòu)造三相多電平 CSI 拓?fù)?/h2>
這樣，只要畫出圖 3 所示 5 電平逆變器所對應(yīng)的拓?fù)鋱D，直接采用打點(diǎn)法，就可進(jìn)行電路的對偶變換。此處省略電路對偶變換的推導(dǎo)過程，經(jīng)過適當(dāng)整理得到了如圖 4 所示的一種三相電流型 5 電平逆變器拓?fù)?。該類三相電流?5 電平逆變器拓?fù)渲饕?2 個(gè)獨(dú)立電流源、3 個(gè)分流電感以及 12 個(gè)開關(guān)器件和 12 個(gè)快恢復(fù)二極管組成；三相負(fù)載呈星型連接方式而無需中性線。
對該三相 5 電平 CSI 拓?fù)涿恳幌鄻虮鄣碾娐方Y(jié)構(gòu)進(jìn)行分析，不難發(fā)現(xiàn)分流電感與開關(guān)器件的連接方式以及分流原理都與單相 8 開關(guān)電流型 5電平逆變器[4]相類似。因此，如要獲得更高電平數(shù)的三相逆變器拓?fù)渥兤魍負(fù)?，只要按照單相電流型多電平逆變器的拓?fù)鋽U(kuò)展方法，對每相橋臂上的基本分流單元分別進(jìn)行擴(kuò)展即可。擴(kuò)展后的三相電流型 7 電平逆變器拓?fù)淙鐖D 5 所示，該三相逆變器拓?fù)渲饕?2 個(gè)獨(dú)立電流源、6 個(gè)分流電感、以及 18 個(gè)開關(guān)器件和 18 個(gè)快恢復(fù)二極管組成。
5 工作原理分析
5.1 5 電平電流產(chǎn)生機(jī)理
以圖 4 所示的三相 5 電平 CSI 拓?fù)錇槔?，假設(shè)分流電感 La上流過的電流為 Idc，由于與分流電感連接在同一端點(diǎn)的兩個(gè)開關(guān)分別工作在互補(bǔ)狀態(tài)，可以得到 ia1輸出 3 電平電流的工作方式：
(1)Sa1、Sa2導(dǎo)通，ia1＝＋2Idc；
(2)Sa1、Sa3或 Sa2、Sa4導(dǎo)通，ia1＝＋I(xiàn)dc；
(3)Sa3、Sa4導(dǎo)通，ia1＝0；
同理，可以得到 ib1的 3 電平電流產(chǎn)生方式：
(1)Sb1、Sb2導(dǎo)通，ib1＝＋2Idc；
(2)Sb1、Sb3或 Sb2、Sb4導(dǎo)通，ib1＝＋I(xiàn)dc；
(3)Sb3、Sb4導(dǎo)通，ib1＝ 0；
圖4 雙電流源的三相 5 電平 CSI 拓?fù)銯ig. 4. The three-phase 5-level CSI with two current sources
圖5 雙電流源的三相 7 電平 CSI 拓?fù)銯ig. 5. The three-phase 7-level CSI with two current sources
由圖 4 可知，a 相的輸出總電流 ia＝ia1－ib1，由于 ia1和 ib1都為 3 電平電流，兩者相減后就可獲得 5 電平的輸出電流，即 a 相輸出總電流ia為 5 電平電流。同理，可以推導(dǎo)出 b、c 兩相輸出電流 ib、ic的 5 電平產(chǎn)生方式。其實(shí)，5 電平電流的產(chǎn)生機(jī)理與三相電壓型多電平逆變器中5 電平電壓的產(chǎn)生方式完全一致，即輸出的相電壓為 3 電平，而相電壓之差就產(chǎn)生了 5 電平的線電壓。
5.2 PWM 調(diào)制策略的應(yīng)用
由于該類三相電流型多電平拓?fù)涫菑娜嚯妷盒投嚯娖侥孀兤魍ㄟ^對偶變換而得到，因此所有適用于三相電壓型多電平逆變器的 PWM 調(diào)制策略都可以在該類拓?fù)渲袘?yīng)用。
以采用最常用的多載波 SPWM 技術(shù)為例，由于只需控制 3 電平電流的產(chǎn)生方式，則一共需要兩組三角載波。此時(shí) APOD-PWM 和 PODPWM 的載波排列方式完全相同，因此只需研究PD-PWM 和 POD-PWM 這兩種調(diào)制方案即可。為節(jié)省篇幅，本文僅以 PD-PWM 為例進(jìn)行分析，其原理示意圖如圖 6 所示。圖中，Wa、Wb和 Wc為三相調(diào)制波，WC1和 WC2為三角載波。根據(jù) 5 電平電流產(chǎn)生機(jī)理，表 3 列出了當(dāng) ia1輸出 3 電平電流時(shí)，PD-PWM 技術(shù)所對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)譯碼關(guān)系。同理，可以列出其他兩相的開關(guān)狀態(tài)譯碼關(guān)系。
圖6 三電平 PD-PWM 原理示意圖Fig. 6. The schematic diagram for 3-level PD-PWM
表3 PD-PWM 技術(shù)的開關(guān)狀態(tài)譯碼表Table 3 . Switching-states decoding for PD-PWM
圖7 三相 5 電平 CSI 仿真分析Fig. 7. Simulation results of the three-phase 5-level CSI
6 仿真驗(yàn)證
為驗(yàn)證該類多電平 CSI 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的合理性以及 PWM 調(diào)制策略的可行性，本文采用MATLAB/SIMULINK 軟件對圖 4 所示的三相 5電平 CSI 系統(tǒng)進(jìn)行了仿真研究。調(diào)制方法采用PD-PWM，取電流源 2Idc＝100 A，調(diào)制比 ma＝0.9，三角載波頻率 fc＝1050 Hz，負(fù)載由一個(gè) 4 Ω電阻和一個(gè) 5 mH 的電感串聯(lián)而成，濾波電容為50 μF。仿真試驗(yàn)結(jié)果如圖 7 所示。
圖8 電流 ia 諧波頻譜圖Fig. 8. Harmonic spectrum of ia
在圖 7(a)中，電流 ia1、ib1分別為用于合成 a相輸出總電流的支路電流，且都為 3 電平波形。電流 ia1與 ib1之差正好是總輸出電流 ia，其為 5電平波形，如圖 7(b)所示，仿真結(jié)果正好驗(yàn)證了5.1 節(jié)所描述的 5 電平電流產(chǎn)生機(jī)理。圖 7(c)分別示出了濾波前后的 a 相電流波形，其中 ia0為濾波后的波形，已基本接近于正弦。
圖8 給出了 a 相 5 電平輸出電流波形的諧波頻譜，不含載波諧波分量，諧波主要以邊帶諧波為主，與理論分析結(jié)果[11]基本吻合。
7 結(jié) 論
目前，構(gòu)建三相電流型多電平逆變器拓?fù)涞闹饕椒ㄟ€是通過組合或拼湊多個(gè)電流型逆變器單元，方法缺少規(guī)律性；逆變器的調(diào)制策略也基本局限于載波相移 SPWM 技術(shù)。本文通過靈活運(yùn)用電路對偶變換方法，提出了一種新型直接式三相電流型多電平逆變器拓?fù)?。所采用的對偶變換方法，可以延伸用于構(gòu)造其他三相逆變器拓?fù)?，解決了三相逆變器拓?fù)錁?gòu)造難的問題。提出的三相電流型多電平拓?fù)湓陔姎怅P(guān)系上與三相電壓型飛跨電容箝位多電平拓?fù)渫耆珜ε?，所有適用于三相電壓型多電平拓?fù)涞?PWM 調(diào)制策略都可以在該類拓?fù)渲袘?yīng)用，實(shí)現(xiàn)了真正意義上的電流型多電平技術(shù)。
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多電平逆變器具有輸出功率大、器件開關(guān)頻率低、等效開關(guān)頻率高、輸出諧波小、動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、傳輸頻帶寬、電磁兼容性好等特點(diǎn)。按照直流側(cè)供電電源方式不同，多電平逆變器可分為電壓型和電流型兩種基本拓?fù)?。目前，多電平電壓型逆變?Voltage-Source Inverter，VSI)[1-3]經(jīng)過多年的研究和發(fā)展，在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、調(diào)制方式、諧波特性、控制性能和直流電壓平衡等方面都已取得了豐碩的研究成果，并繼續(xù)成為研究的熱點(diǎn)。相對于多電平 VSI，多電平電流型逆變器(Current-Source Inverter，CSI)也具有自身的特點(diǎn)。例如，CSI 用于電機(jī)驅(qū)動(dòng)具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、回饋制動(dòng)方便等特點(diǎn)，CSI 用來作為感應(yīng)加熱電源時(shí)工作更穩(wěn)定、應(yīng)用更加普遍等。但是，回顧近幾年有關(guān)多電平 CSI[4-6]的研究工作，與多電平VSI 的研究成果相比，兩者還存在不少差距，尤其是在三相電路拓?fù)錁?gòu)造和 PWM 調(diào)制策略的靈活運(yùn)用等方面。
構(gòu)造結(jié)構(gòu)合理的多電平 CSI 拓?fù)?，特別是三相拓?fù)?，是多電?CSI 研究工作的前提與基礎(chǔ)。對于三相多電平 CSI 拓?fù)?，由于三相電流之間存在相互耦合，因此不能在單相多電平 CSI 拓?fù)浠A(chǔ)上直接通過橋臂擴(kuò)展的方法進(jìn)行構(gòu)造。另外，由于三相逆變器對應(yīng)的拓?fù)鋱D是非平面的，根據(jù)圖論的觀點(diǎn)，也不能在三相多電平 VSI 拓?fù)浠A(chǔ)上直接運(yùn)用對偶變換來構(gòu)造三相多電平 CSI 拓?fù)?。因此，目前的研究成果基本還局限于利用多個(gè)逆變器單元的組合來構(gòu)造三相多電平拓?fù)洹iong 等[7]提出了一種三相分相式 5 電平 CSI 拓?fù)?，但其需要引入中性線并且中性線上要流過負(fù)載電流，故其實(shí)用性受到限制。鮑建宇等[8]和熊宇等[9]所提出的三相直接式多電平 CSI 拓?fù)?，?shí)質(zhì)上還是兩組逆變單元的并聯(lián)結(jié)構(gòu)，采用的是特定開關(guān)組合方式下的階梯波調(diào)制方法，雖然控制比較簡單，但并沒有真正實(shí)現(xiàn) PWM 調(diào)制。Bai等[10]提出了一類通用型三相多電平 CSI 拓?fù)?，將多組逆變單元通過分流電感進(jìn)行并聯(lián)連接，調(diào)制策略基本局限于載波相移 SPWM 技術(shù)，隨著組合單元數(shù)的增加均流控制也將變得越復(fù)雜。綜上所述，探索與構(gòu)造一種三相多電平 CSI 拓?fù)?，使其既無需中性線就可直接帶三相負(fù)載，又能靈活采用各種 PWM 調(diào)制策略，是本文研究工作的重點(diǎn)與難點(diǎn)。
本文試圖通過剖析三相二電平 VSI 的電路特點(diǎn)，利用電路等效思想，系統(tǒng)地歸納與總結(jié)了三相二電平 VSI 拓?fù)鋱D的平面化處理方法。在此基礎(chǔ)上，將三相逆變器拓?fù)鋱D的平面化處理方法擴(kuò)展應(yīng)用于三相多電平 VSI 拓?fù)洹＿x擇三相飛跨電容箝位多電平 VSI 作為原始拓?fù)?，采用打點(diǎn)法進(jìn)行對偶變換，構(gòu)造了一種不需中性線的三相直接式 5 電平 CSI 拓?fù)?，在該拓?fù)浠A(chǔ)上可以方便地?cái)U(kuò)展出 7 電平、9 電平甚至更高電平數(shù)的逆變器。最后，在 SIMULINK 仿真環(huán)境下，采用多載波 SPWM[11]調(diào)制技術(shù)，對該類多電平 CSI 拓?fù)涞目尚行耘c合理性進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。
2 二電平 VSI 拓?fù)鋱D的平面化方法
2.1 增加一個(gè)輔助橋臂的方法
不難看出，4 橋臂三相電壓型逆變器所對應(yīng)的拓?fù)鋱D是平面的，因此可以直接運(yùn)用打點(diǎn)法[13]來進(jìn)行電路的對偶變換。對偶變換后的三相電流型逆變器拓?fù)淙鐖D 1(b)所示。為了直觀地分析兩種逆變器之間的對偶關(guān)系，表 1 分別列出了 8 種開關(guān)狀態(tài)所對應(yīng)的電壓矢量和電流矢量。可以看出，當(dāng)輸出相同的電壓矢量和電流矢量時(shí)，兩者所對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)正好是互補(bǔ)的，這說明兩種逆變器在電氣關(guān)系上也是完全對偶的。
圖1 增加輔助橋臂的平面化方法Fig. 1. Planarity by adding an extra bridge leg
表1 開關(guān)狀態(tài)間的對偶關(guān)系Table 1 . Dual relationship of switching states
2.2 增加一個(gè)等值獨(dú)立電壓源的方法
在三相 6 開關(guān)電壓型逆變器中，再增加一個(gè)等值獨(dú)立電壓源 Vdc2，將第三個(gè)橋臂移出并通過S5連接到該等值獨(dú)立電壓源上，三相負(fù)載按三角形方式連接，適當(dāng)整理后得到了另一種等效電路，如圖 2(a)所示。很明顯該拓?fù)渌鶎?yīng)的圖也是平面的，因此也可以直接運(yùn)用打點(diǎn)法來進(jìn)行對偶變換，變換后所得到的對偶拓?fù)淙鐖D 2(b)所示。
圖2 增加獨(dú)立電壓源的平面化方法Fig. 2. Planarity by adding an independent voltage source
表2 開關(guān)狀態(tài)間的對偶關(guān)系Table 2 . Dual relationship of switching states
表2 分別列出了 8 種開關(guān)狀態(tài)所對應(yīng)的輸出電壓矢量和輸出電流矢量。當(dāng)輸出相同的電壓矢量和電流矢量時(shí)，兩種逆變器所對應(yīng)的開關(guān)導(dǎo)通狀態(tài)正好互補(bǔ)，說明兩種逆變器之間也存在著完全的對偶關(guān)系。
3 多電平 VSI 拓?fù)鋱D的平面化方法
如要運(yùn)用對偶變換，則需對三相多電平 VSI的拓?fù)鋱D進(jìn)行平面化處理。用于三相二電平 VSI拓?fù)鋱D的平面化方法同樣適用于三相多電平 VSI拓?fù)洹?/p>
在三相多電平 VSI 拓?fù)渲?，假如采用增加一個(gè)輔助橋臂的方法，由于箝位電容或箝位二極管與三相負(fù)載的引出連接線之間仍舊存在相互交叉，無法實(shí)現(xiàn)原拓?fù)鋱D的平面化，因此該種方法不適用于三相多電平 VSI。
對于第 2 種方法，即增加一個(gè)等值獨(dú)立電壓源的方法，在二極管箝位多電平 VSI 中，由于箝位二極管與分壓電容之間存在相互交叉，即使增加一個(gè)等值獨(dú)立電壓源還是無法實(shí)現(xiàn)平面化。只有在三相飛跨電容箝位型多電平 VSI 中，通過增加一個(gè)獨(dú)立電壓源所得到的等效電路的拓?fù)鋱D是平面的，因此可以將三相飛跨電容箝位多電平VSI 作為原始拓?fù)?，通過對偶變換來推導(dǎo)三相多電平 CSI 拓?fù)洹?/p>
以三相飛跨電容箝位電壓型 5 電平逆變器為例，將逆變器的第三個(gè)橋臂獨(dú)立出來，并連接到新增加的一個(gè)等值獨(dú)立電壓源上，適當(dāng)調(diào)整橋臂的位置，并將三相負(fù)載連接成三角形方式，整理后就得到了如圖 3 所示的一種帶雙電壓源的三相飛跨電容箝位電壓型 5 電平逆變器拓?fù)?。顯然，該拓?fù)渌鶎?yīng)的圖是平面的，因此可以直接運(yùn)用打點(diǎn)法來推導(dǎo)其對偶拓?fù)洹?/p>
圖3 雙電壓源的三相 5 電平 VSI 拓?fù)銯ig. 3. The three-phase 5-level VSI with two voltage sources
4 構(gòu)造三相多電平 CSI 拓?fù)?/h2>
這樣，只要畫出圖 3 所示 5 電平逆變器所對應(yīng)的拓?fù)鋱D，直接采用打點(diǎn)法，就可進(jìn)行電路的對偶變換。此處省略電路對偶變換的推導(dǎo)過程，經(jīng)過適當(dāng)整理得到了如圖 4 所示的一種三相電流型 5 電平逆變器拓?fù)?。該類三相電流?5 電平逆變器拓?fù)渲饕?2 個(gè)獨(dú)立電流源、3 個(gè)分流電感以及 12 個(gè)開關(guān)器件和 12 個(gè)快恢復(fù)二極管組成；三相負(fù)載呈星型連接方式而無需中性線。
對該三相 5 電平 CSI 拓?fù)涿恳幌鄻虮鄣碾娐方Y(jié)構(gòu)進(jìn)行分析，不難發(fā)現(xiàn)分流電感與開關(guān)器件的連接方式以及分流原理都與單相 8 開關(guān)電流型 5電平逆變器[4]相類似。因此，如要獲得更高電平數(shù)的三相逆變器拓?fù)渥兤魍負(fù)?，只要按照單相電流型多電平逆變器的拓?fù)鋽U(kuò)展方法，對每相橋臂上的基本分流單元分別進(jìn)行擴(kuò)展即可。擴(kuò)展后的三相電流型 7 電平逆變器拓?fù)淙鐖D 5 所示，該三相逆變器拓?fù)渲饕?2 個(gè)獨(dú)立電流源、6 個(gè)分流電感、以及 18 個(gè)開關(guān)器件和 18 個(gè)快恢復(fù)二極管組成。
5 工作原理分析
5.1 5 電平電流產(chǎn)生機(jī)理
以圖 4 所示的三相 5 電平 CSI 拓?fù)錇槔?，假設(shè)分流電感 La上流過的電流為 Idc，由于與分流電感連接在同一端點(diǎn)的兩個(gè)開關(guān)分別工作在互補(bǔ)狀態(tài)，可以得到 ia1輸出 3 電平電流的工作方式：
(1)Sa1、Sa2導(dǎo)通，ia1＝＋2Idc；
(2)Sa1、Sa3或 Sa2、Sa4導(dǎo)通，ia1＝＋I(xiàn)dc；
(3)Sa3、Sa4導(dǎo)通，ia1＝0；
同理，可以得到 ib1的 3 電平電流產(chǎn)生方式：
(1)Sb1、Sb2導(dǎo)通，ib1＝＋2Idc；
(2)Sb1、Sb3或 Sb2、Sb4導(dǎo)通，ib1＝＋I(xiàn)dc；
(3)Sb3、Sb4導(dǎo)通，ib1＝ 0；
圖4 雙電流源的三相 5 電平 CSI 拓?fù)銯ig. 4. The three-phase 5-level CSI with two current sources
圖5 雙電流源的三相 7 電平 CSI 拓?fù)銯ig. 5. The three-phase 7-level CSI with two current sources
由圖 4 可知，a 相的輸出總電流 ia＝ia1－ib1，由于 ia1和 ib1都為 3 電平電流，兩者相減后就可獲得 5 電平的輸出電流，即 a 相輸出總電流ia為 5 電平電流。同理，可以推導(dǎo)出 b、c 兩相輸出電流 ib、ic的 5 電平產(chǎn)生方式。其實(shí)，5 電平電流的產(chǎn)生機(jī)理與三相電壓型多電平逆變器中5 電平電壓的產(chǎn)生方式完全一致，即輸出的相電壓為 3 電平，而相電壓之差就產(chǎn)生了 5 電平的線電壓。
5.2 PWM 調(diào)制策略的應(yīng)用
由于該類三相電流型多電平拓?fù)涫菑娜嚯妷盒投嚯娖侥孀兤魍ㄟ^對偶變換而得到，因此所有適用于三相電壓型多電平逆變器的 PWM 調(diào)制策略都可以在該類拓?fù)渲袘?yīng)用。
以采用最常用的多載波 SPWM 技術(shù)為例，由于只需控制 3 電平電流的產(chǎn)生方式，則一共需要兩組三角載波。此時(shí) APOD-PWM 和 PODPWM 的載波排列方式完全相同，因此只需研究PD-PWM 和 POD-PWM 這兩種調(diào)制方案即可。為節(jié)省篇幅，本文僅以 PD-PWM 為例進(jìn)行分析，其原理示意圖如圖 6 所示。圖中，Wa、Wb和 Wc為三相調(diào)制波，WC1和 WC2為三角載波。根據(jù) 5 電平電流產(chǎn)生機(jī)理，表 3 列出了當(dāng) ia1輸出 3 電平電流時(shí)，PD-PWM 技術(shù)所對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)譯碼關(guān)系。同理，可以列出其他兩相的開關(guān)狀態(tài)譯碼關(guān)系。
圖6 三電平 PD-PWM 原理示意圖Fig. 6. The schematic diagram for 3-level PD-PWM
表3 PD-PWM 技術(shù)的開關(guān)狀態(tài)譯碼表Table 3 . Switching-states decoding for PD-PWM
圖7 三相 5 電平 CSI 仿真分析Fig. 7. Simulation results of the three-phase 5-level CSI
6 仿真驗(yàn)證
為驗(yàn)證該類多電平 CSI 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的合理性以及 PWM 調(diào)制策略的可行性，本文采用MATLAB/SIMULINK 軟件對圖 4 所示的三相 5電平 CSI 系統(tǒng)進(jìn)行了仿真研究。調(diào)制方法采用PD-PWM，取電流源 2Idc＝100 A，調(diào)制比 ma＝0.9，三角載波頻率 fc＝1050 Hz，負(fù)載由一個(gè) 4 Ω電阻和一個(gè) 5 mH 的電感串聯(lián)而成，濾波電容為50 μF。仿真試驗(yàn)結(jié)果如圖 7 所示。
圖8 電流 ia 諧波頻譜圖Fig. 8. Harmonic spectrum of ia
在圖 7(a)中，電流 ia1、ib1分別為用于合成 a相輸出總電流的支路電流，且都為 3 電平波形。電流 ia1與 ib1之差正好是總輸出電流 ia，其為 5電平波形，如圖 7(b)所示，仿真結(jié)果正好驗(yàn)證了5.1 節(jié)所描述的 5 電平電流產(chǎn)生機(jī)理。圖 7(c)分別示出了濾波前后的 a 相電流波形，其中 ia0為濾波后的波形，已基本接近于正弦。
圖8 給出了 a 相 5 電平輸出電流波形的諧波頻譜，不含載波諧波分量，諧波主要以邊帶諧波為主，與理論分析結(jié)果[11]基本吻合。
7 結(jié) 論
目前，構(gòu)建三相電流型多電平逆變器拓?fù)涞闹饕椒ㄟ€是通過組合或拼湊多個(gè)電流型逆變器單元，方法缺少規(guī)律性；逆變器的調(diào)制策略也基本局限于載波相移 SPWM 技術(shù)。本文通過靈活運(yùn)用電路對偶變換方法，提出了一種新型直接式三相電流型多電平逆變器拓?fù)?。所采用的對偶變換方法，可以延伸用于構(gòu)造其他三相逆變器拓?fù)?，解決了三相逆變器拓?fù)錁?gòu)造難的問題。提出的三相電流型多電平拓?fù)湓陔姎怅P(guān)系上與三相電壓型飛跨電容箝位多電平拓?fù)渫耆珜ε?，所有適用于三相電壓型多電平拓?fù)涞?PWM 調(diào)制策略都可以在該類拓?fù)渲袘?yīng)用，實(shí)現(xiàn)了真正意義上的電流型多電平技術(shù)。
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