一種CRLH傳輸線結(jié)構(gòu)的電調(diào)移相器設(shè)計*

葉君永，孫全國，沈仁強(qiáng)，馮 兵

(西南電子設(shè)備研究所，四川成都610036)

0 引言

近年來左手材料在光學(xué)、材料科學(xué)和應(yīng)用電磁學(xué)等領(lǐng)域內(nèi)得到了原來越廣泛的應(yīng)用。微帶線形式的復(fù)合左右手傳輸線(CRLH TL，Composite Right/Left－h(huán)anded Transmission Line)在工作頻率范圍和損耗上，比單純由負(fù)介電常數(shù)和負(fù)磁導(dǎo)率結(jié)構(gòu)構(gòu)造的左手材料要好很多。因此CRLH傳輸線結(jié)構(gòu)的研究受到廣泛的關(guān)注，基于此結(jié)構(gòu)的天線、耦合器和功分器等新型微波器件也不斷被設(shè)計出［1－3］。最近，科學(xué)家們又將電調(diào)技術(shù)引入到新型復(fù)合傳輸線設(shè)計中，進(jìn)一步拓展了其電磁參數(shù)選擇范圍及工程應(yīng)用領(lǐng)域。

在現(xiàn)有的相控陣等電掃描天線系統(tǒng)中，電調(diào)移相器作為關(guān)鍵部件之一，一直得到學(xué)者們的高度關(guān)注與不斷改進(jìn)探索［4］。常見電調(diào)移相器主要由PIN二極管、變?nèi)荻O管、鐵電陶瓷材料及微機(jī)電系統(tǒng)(MEMS)來實現(xiàn)移相。變?nèi)荻O管的電容值隨著電壓是連續(xù)變化的，具有移相精度高、成本低、集成度高等特點［5］，因此基于變?nèi)荻O管調(diào)節(jié)形式的移相器也得到了越來越多的應(yīng)用［6］。

文中提出了一種CRLH傳輸線結(jié)構(gòu)的電調(diào)移相器，該移相器工作在S波段，且通過單一的偏置電壓進(jìn)行控制。采用復(fù)合傳輸線單元上加載變?nèi)荻O管的形式，并通過調(diào)節(jié)加載在變?nèi)莨苌系碾妷簩崿F(xiàn)了相移量的可調(diào)。

1 復(fù)合傳輸線結(jié)構(gòu)的移相器的實現(xiàn)

加載變?nèi)荻O管的復(fù)合傳輸線電調(diào)單元如圖1所示。為增大相位調(diào)節(jié)范圍，本設(shè)計采用兩個電調(diào)復(fù)合傳輸線單元級聯(lián)構(gòu)成移相器的電路結(jié)構(gòu)。相鄰的兩個并聯(lián)支路合并成一路以減小電路的尺寸。當(dāng)移相器工作在更高的頻率時，其電路結(jié)構(gòu)中若用集總式電容Cp、CS1將不能更好的工作，因此下面討論用分布式交指電容代替電路中集總電容，交指電容的結(jié)構(gòu)及等效電路如圖2所示。

圖1 電調(diào)復(fù)合傳輸線單元Fig.1 Unit cell of tunable composite TL

交指電容等效電容值由式(1)給出

式中，A1與A2分別為兩個外部交指單位長度的電容，N是交指的個數(shù)，W'及 l見圖2(a)，單位為微米。通常情況下S=W，l小于四分之一波長，交指電容集成在高度為h的基板上時，A1與A2的計算公式為

串聯(lián)電阻R的計算公式為

式中，Rs為交指電容上單位平方的電阻率，同樣得到交指電容的Q值為

電容Cs及電感L的近似計算公式為

圖2 交指電容Fig.2 Interdigital capacitor

式中，c為自由空間傳播光速，εe為有效介電常數(shù)，Z0是寬度為W'，高度為h的微帶線特性阻抗。

將上述電路中貼片電容用交指電容代替，并集成直流偏置電路的HFSS電路模型如圖3所示。電路中所需的電感值通過調(diào)節(jié)寬度為0.15 mm微帶線的長度來實現(xiàn)。整個電路集成在介電常數(shù) εr=2.45，高度為0.8 mm的基板上。

圖3 電調(diào)移相器HFSS模型Fig.3 HFSS model of tunable phase shifter

2 仿真與測試

變?nèi)荻O管采用英飛凌公司BB857變?nèi)荻O管，其存在的寄生電感約為0.6 nH，寄生電阻約為1.5 Ω。圖4為廠家提供的1 MHz頻率實測得到等效電容值與偏置電壓之間的關(guān)系曲線。不同工作頻率其等效電容值會有所變化，圖4的曲線結(jié)果只能作為設(shè)計的初值選擇。

圖4 變?nèi)荻O管的C－V曲線Fig.4 C － V curve of varactor diode

考慮到仿真設(shè)計的方便，將變?nèi)荻O管直接等效為一個特定電容與固定0.6 nH電感以及1.5 Ω電阻串聯(lián)。輸入輸出端微帶線的寬度Win=2.2 mm以滿足50 Ω特性阻抗要求。用微帶線實現(xiàn)的電感，其長度分別為 L1=2.6 mm，L2=2.1 mm，L3=0.3 mm。這些長度是由仿真優(yōu)化得出的最佳長度。當(dāng)變?nèi)荻O管電容值分別取0.5 pF(對應(yīng)偏壓20 V)、0.85 pF(對應(yīng)偏壓11 V)以及1.2 pF(對應(yīng)偏壓8 V)時，S參數(shù)的幅度及相位的仿真結(jié)果如圖5所示。當(dāng)移相器的工作頻段位于3.0～3.6 GHz時，其回波損耗均優(yōu)于 10 dB，插損優(yōu)于2 dB。在該頻段內(nèi)，相位隨電容調(diào)節(jié)變化量大于180°，在3.6 GHz，其移相度數(shù)最高為 210°。當(dāng)電容值進(jìn)一步降低時，其移相量會進(jìn)一步增加，只是考慮到實際變?nèi)莨艿腝也會降低，所制備的移相器插損將大幅增加，為此不推薦使用。

在上述仿真電路的基礎(chǔ)上，加工實物電路并焊接變?nèi)荻O管和直流偏置電阻，制作的實物如圖6所示。使用安捷倫公司E8363B矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對移相器的幅度和相位特性進(jìn)行測試。得到S參數(shù)隨電壓調(diào)節(jié)變化的曲線如圖7所示。測試結(jié)果顯示當(dāng)電壓由8 V調(diào)節(jié)至28 V時，在通帶頻率 2.9～3.6 GHz范圍內(nèi)回波損耗優(yōu)于10 dB，與仿真吻合較好。只是在偏壓為8 V時，插損較之仿真偏差較大，其主要原因為電壓越低變?nèi)荻O管的Q值也越低。

不過，對比圖5(b)和圖7(b)的相位結(jié)果可知，在整個通頻帶內(nèi)，不同偏置電壓之間的相位差均大于180°。當(dāng)在3.6 GHz時，其移相度數(shù)最高為220°，與仿真結(jié)果吻合較好。

圖5 電調(diào)移相器的S參數(shù)仿真結(jié)果Fig.5 Simulated S parameters of tunable phase shifter

圖6 電調(diào)移相器實物照片F(xiàn)ig.6 Photograph of fabricated tunable phase shifter

圖7 電調(diào)移相器的S參數(shù)測試結(jié)果Fig.7 Measured S parameters of tunable phase shifter

相比與文獻(xiàn)［6－7］中報道的同類移相器，文中所設(shè)計的移相器在工作帶寬、相位調(diào)節(jié)量、使用復(fù)合傳輸單元數(shù)上均具有一定的優(yōu)勢，詳細(xì)性能對比見表1所示。

表1 移相器性能比較(λ0為工作中心頻率波長)Table 1 Performance comparison of phase shifter(λ0is the wavelength of center frequency)

3 結(jié)語

文中提出的基于復(fù)合傳輸線結(jié)構(gòu)的移相器，具有工作頻帶寬、移相量大以及電調(diào)操控方便等優(yōu)點，可以方便用于電調(diào)陣列天線研制。移相器樣品在低偏置電壓控制時表現(xiàn)出較大差損，在實際應(yīng)用時可通過改換高Q值的變?nèi)荻O管來降低其傳輸損耗。另外，也可以通過集成加載PIN管以及MEMS開關(guān)等，進(jìn)一步拓展電調(diào)復(fù)合傳輸線以及電調(diào)移相器的性能與功能。

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