采用LMS算法消除開關(guān)電源對CDMA接收機(jī)的影響

張 賀，卜 剛，羅秋嫻

(南京航空航天大學(xué)電子信息工程學(xué)院，江蘇南京 210016)

隨著電子信息技術(shù)的發(fā)展，電源管理系統(tǒng)的重要作用也越發(fā)明顯。電源管理系統(tǒng)作為通信系統(tǒng)中必不可少的一個(gè)重要模塊，因開關(guān)電源具有體積小、重量輕、功耗小、效率高等特點(diǎn)，其目前被廣泛用于程控交換機(jī)、通訊、電子檢測設(shè)備電源、控制設(shè)備電源等領(lǐng)域。開關(guān)電源技術(shù)的迅速發(fā)展使得開關(guān)電源逐漸高頻化，但高頻化所引發(fā)的紋波大、噪聲大等問題制約著開關(guān)電源在射頻方面的應(yīng)用。目前，自適應(yīng)去噪算法相對成熟，已在圖像處理、醫(yī)療監(jiān)測領(lǐng)域得到廣泛使用，消除開關(guān)頻率對射頻系統(tǒng)的影響成為發(fā)展的重要方向之一。本文通過單頻正弦信號替代開關(guān)頻率影響接收機(jī)基帶信號，并利用自適應(yīng)LMS算法消除開關(guān)頻率對CDMA的影響。

1 開關(guān)電源的噪聲及抑制方法

1.1 開關(guān)電源的噪聲

通信系統(tǒng)的基本要求是使發(fā)送信息與接收信息相一致。現(xiàn)有的射頻段通信系統(tǒng)難以通過開關(guān)電源單獨(dú)為其供電。因開關(guān)電源中的二極管及開關(guān)管在工作過程中產(chǎn)生的躍變電壓和躍變電流，對通訊設(shè)備和電子器件造成干擾。其工作在開關(guān)狀態(tài)，不僅能將電網(wǎng)上的噪聲傳遞給通訊設(shè)備，開關(guān)電源本身產(chǎn)生的噪聲亦可通過傳遞和輻射等形式直接影響用電設(shè)備。若處理不當(dāng)，開關(guān)電源就會成為一個(gè)噪聲源，影響通信系統(tǒng)的正常運(yùn)轉(zhuǎn)，且無法將開關(guān)電源高效應(yīng)用到射頻領(lǐng)域。

通常射頻領(lǐng)域采用線性穩(wěn)壓源供電。線性穩(wěn)壓源電路簡單、射頻干擾、電磁干擾、紋波均較小(5 mV，P－P)，但不足之處在于體積龐大，重量過重，功率轉(zhuǎn)換效率＜50%。而開關(guān)電源的功率轉(zhuǎn)換效率在70%～90%之間，因此對電網(wǎng)電壓及頻率大范圍變化的適應(yīng)性較強(qiáng)。但結(jié)構(gòu)復(fù)雜的開關(guān)電源會對射頻電路產(chǎn)生諸多噪聲干擾。

開關(guān)電源中影響較大的噪聲干擾源可歸納為以下3種:(1)二極管的反向恢復(fù)時(shí)間所引起的干擾。(2)開關(guān)管工作時(shí)產(chǎn)生的諧波干擾。功率開關(guān)管在導(dǎo)通時(shí)流過較大的脈沖電流，在截止期間，高頻變壓器繞組漏感引起的電流突變，也會產(chǎn)生尖峰干擾。(3)開關(guān)頻率由射頻電路非線性耦合引起的干擾［1］。

1.2 開關(guān)電源噪聲抑制

形成干擾的3個(gè)要素是干擾源、傳播途徑和受擾設(shè)備。因而，抑制干擾也應(yīng)從以下3個(gè)方面著手:(1)抑制干擾源，直接消除干擾原因。通常在開關(guān)管上并接RC阻尼網(wǎng)絡(luò)或阻尼電容，也可并接在變壓器的初級繞組上，增加開關(guān)管的電壓上升時(shí)間，減少初級繞組上的電壓變化率，從而削弱尖峰噪聲。而電容最好選用低感或無感電容。(2)消除干擾源和受擾設(shè)備之間的耦合和輻射，切斷電磁干擾的傳播途徑。解決電磁兼容問題的一個(gè)主要方法是屏蔽。目的是切斷電磁波的傳播途徑，屏蔽可分為靜電屏蔽、電磁屏蔽和磁屏蔽［1］。(3)提高受擾設(shè)備的抗干擾能力，降低其對噪聲的敏感度。通常采用加入濾波器的方法，而本文采用自適應(yīng)濾波算法消除噪聲，以提高通信設(shè)備的抗干擾能力。

2 消除開關(guān)電源對CDMA接收機(jī)的影響

2.1 CDMA系統(tǒng)Simulink建模

CDMA是在擴(kuò)頻通信技術(shù)上發(fā)展而來的一種無線通信技術(shù)，整個(gè)系統(tǒng)包括信源、擴(kuò)頻、調(diào)制、信道、同步、解擴(kuò)和解調(diào)等部分［2］。為降低設(shè)計(jì)復(fù)雜度，本文不涉及PN碼的跟蹤、捕獲等同步問題。

如圖1所示，發(fā)送部分信源為隨機(jī)信號發(fā)生器(Random Integer Generator，RIG)產(chǎn)生 0～3的隨機(jī)數(shù)據(jù)流。PN Sequence Generator用于產(chǎn)生偽隨機(jī)擴(kuò)頻序列。QPSK調(diào)制器根據(jù)接收到0～3的數(shù)據(jù)映射到4個(gè)不同的相位上，用一個(gè)復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實(shí)部和虛部的模塊獲得I、Q信號，并分別與本地產(chǎn)生的PN碼子相乘，乘法器輸出實(shí)現(xiàn)直接序列擴(kuò)頻(DS－SS)。并通過正交上變頻系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)上變頻，使信號經(jīng)AWGN信道傳輸。

圖1 CDMA系統(tǒng)建模

接收端采用COSTAS環(huán)路，通過下變頻，與本地同步PN碼子相乘解擴(kuò)，再經(jīng)低通濾波器過濾2倍的載波，通過一個(gè)采樣保持系統(tǒng)獲得最佳采樣，再經(jīng)QPSK解調(diào)器解調(diào)，將相位信息反映射到數(shù)字基帶上，最后統(tǒng)計(jì)誤碼率。接收部分是采用先解擴(kuò)再解調(diào)的方式，這種方式的優(yōu)點(diǎn)是解擴(kuò)信號再通過窄帶濾波器可大幅抑制信道中單頻正弦波干擾、脈沖干擾以及多用戶干擾的部分，也為后續(xù)LMS算法的仿真提供了便利。

2.2 自適應(yīng)噪聲抵消原理及算法

自適應(yīng)噪聲抵消原理示意圖［3］，如圖2所示。

圖2 自適應(yīng)噪聲抵消原理圖

圖中抵消器的原始輸入為s+n0，s是沿信道傳遞的信號源信號，n0為一個(gè)與信號s不相關(guān)的噪聲，抵消器的參考輸入為噪聲n1，n1與信號s不相關(guān)，但與噪聲n0相關(guān)，由圖可看出噪聲n1經(jīng)自適應(yīng)濾波器輸出y，再從原始輸入s+n0中減去該輸出，則產(chǎn)生了系統(tǒng)的輸出

對上式兩邊取數(shù)學(xué)期望，由于s與n0，n1不相關(guān)，s與y也不相關(guān)，故

由于信號功率E［s2］與自適應(yīng)濾波器的調(diào)節(jié)無關(guān)，所以調(diào)節(jié)自適應(yīng)濾波器使得E［e2］最小，就是使E［(n0－y)2］最小，即 E［(e－s)2］最小。理想情況下當(dāng)e=s時(shí)，自適應(yīng)濾波器自動調(diào)節(jié)其脈沖響應(yīng)，完全抵消掉輸出信號e中的噪聲。

當(dāng)噪聲為單一正弦分量，這種自適應(yīng)抵消系統(tǒng)即為自適應(yīng)陷波器。圖3所示系統(tǒng)為含有兩個(gè)自動加權(quán)的單頻自適應(yīng)陷波器［4］。

圖3 自適應(yīng)陷波器原理圖

陷波器的原始輸入可為任意一種信號，這里是含有噪聲的余弦波，參考輸入為Ccos(ω0t+φ)。原始輸入與參考輸入均以采樣頻率fs=1/T同步采樣。參考輸入X1(t)與X2(t)間存在90°相移。它們通過相關(guān)抵消回路以最小均方算法控制加權(quán)系數(shù)w1(n)、w2(n)，而兩個(gè)加權(quán)輸出相加成為自適應(yīng)濾波器的輸出y(n)。

根據(jù)LMS算法的濾波器權(quán)矢量迭代公式［5］

其中，μ為自適應(yīng)濾波器的收斂因子，由公式可得到LMS算法的流程圖如圖4所示。

圖4 LMS算法流程

2.3 開關(guān)頻率對CDMA接收機(jī)的影響與消除

在實(shí)際應(yīng)用中，開關(guān)電源開關(guān)頻率對接收機(jī)基帶部分的影響最大，導(dǎo)致誤碼率的提高，而基帶部分可采用自適應(yīng)陷波器消除噪聲［6］。本設(shè)計(jì)擬以TL494為核心搭建DC－DC為CDMA供電，其開關(guān)頻率經(jīng)示波器測得為800 mV，50 kHz的正弦信號。

如圖5所示，接收機(jī)前端經(jīng)下變頻、解擴(kuò)、低通濾波輸出基帶信號，與單頻800 mV，50 kHz正弦噪聲相加，模擬開關(guān)頻率對接收機(jī)基帶的影響，由上述自適應(yīng)噪聲抵消原理可知，經(jīng)自適應(yīng)陷波器(Adaptive Noise Canceling，ANC)信號再判決，最終得到實(shí)際接收的信號。與發(fā)送端發(fā)送的信號相比，即可得到誤碼率，通過Error Vector Magnitude模塊測得經(jīng)自適應(yīng)陷波器前后的誤差向量值。本設(shè)計(jì)采用逐級加大單頻干擾的方法，不斷增加單頻正弦噪聲的幅值，擴(kuò)大對接收機(jī)基帶的影響，從而說明該算法消除開關(guān)頻率對接收機(jī)影響的優(yōu)劣。

圖5 開關(guān)頻率對接收機(jī)基帶的影響與消除

2.4 結(jié)果與分析

衡量消除噪聲優(yōu)劣的指標(biāo)是EVM和BER。EVM定義為誤差矢量信號平均功率的均方根值與理想信號平均功率的均方根值之比，具體表示接收機(jī)對信號進(jìn)行解調(diào)時(shí)產(chǎn)生的IQ分量與理想信號分量的接近程度，從而考量調(diào)制信號的質(zhì)量。EVM越小，信號質(zhì)量越高。

設(shè)計(jì)采用QPSK調(diào)制方式，QPSK Modulator Baseband模塊相位參數(shù)為π/4。通過Discrete－Time Scatter Plot Scope模塊觀測星座圖的變化。理想星座圖應(yīng)是以坐標(biāo)系45°點(diǎn)為起點(diǎn)，且為4個(gè)相互垂直的點(diǎn)。但因模型中引入單頻正弦噪聲，則信號會出現(xiàn)位置偏離理想點(diǎn)，偏離越大其誤差越大。通過自適應(yīng)算法觀察星座圖對理想點(diǎn)的聚攏程度，可直觀判斷處理算法的優(yōu)劣［7－8］。圖6為經(jīng)過自適應(yīng)陷波器前后誤差矢量圖的變化。處理后的星座圖較處理前更接近理想信號的星座點(diǎn)，具體的EVM百分比值如表1所示。

圖6 處理前后的星座圖

誤碼率BER是衡量數(shù)據(jù)在規(guī)定時(shí)間內(nèi)數(shù)據(jù)傳輸精確性的指標(biāo)，其也可直接反應(yīng)通信質(zhì)量的好壞。為說明算法的有效性，對加入單頻正弦干擾波取3組不同的幅值，分別為800 mV、900 mV、1000 mV，頻率均為50 kHz。經(jīng)自適應(yīng)濾波后，得到前后不同的EVM和誤碼率，如表1所示。其中，A為單頻正弦信號的幅度;f為單頻正弦信號的頻率;ber1為未經(jīng)自適應(yīng)濾波的誤碼率;ber2為經(jīng)過自適應(yīng)濾波后的誤碼率;evm為經(jīng)自適應(yīng)濾波后的矢量誤差。

表1 EVM與BER

從表1數(shù)據(jù)可知，不同幅度的單頻正弦噪聲經(jīng)自適應(yīng)處理后，系統(tǒng)的誤碼率有明顯降低，即驗(yàn)證該算法可有效地消除單頻正弦噪聲。

3 結(jié)束語

本文分析了開關(guān)電源的噪聲分類及消除噪聲的常用方法，研究了自適應(yīng)噪聲抵消原理，以自適應(yīng)陷波器和LMS算法將模型中加入的單頻正弦噪聲消除，并通過EVM和誤碼率判定該自適應(yīng)濾波器能夠有效的消除開關(guān)頻率對接收機(jī)基帶的影響。文中為開關(guān)電源在射頻領(lǐng)域的應(yīng)用提供基礎(chǔ)，也為進(jìn)一步研究開關(guān)頻率對接收機(jī)混頻的干擾與抑制做了鋪墊，具有良好的應(yīng)用前景。

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