X波段ISAR波形激勵與失真補(bǔ)償?

韋春海,程焰平

(中國電子科技集團(tuán)公司第三十八研究所,安徽合肥230088)

0 引言

近年來,隨著集群目標(biāo)分辨識別、高分辨率微波成像雷達(dá)等技術(shù)研究的快速發(fā)展,超寬帶雷達(dá)在目標(biāo)成像與目標(biāo)識別領(lǐng)域得到了越來越廣泛的應(yīng)用。超寬帶雷達(dá)波形的設(shè)計(jì)與產(chǎn)生部分作為超寬帶雷達(dá)中的一個關(guān)鍵組成部分,它的指標(biāo)和性能將直接影響到整個雷達(dá)系統(tǒng)的性能。因此對超寬帶雷達(dá)波形產(chǎn)生技術(shù)的研究具有十分重要的意義。

可擴(kuò)充陣列多功能逆合成孔徑[1-3]相控陣?yán)走_(dá)試驗(yàn)系統(tǒng)擬采用寬帶天線單元,組成0.6 m×0.35 m的小面陣寬帶有源相控陣天線,進(jìn)行可擴(kuò)充陣列多功能相控陣?yán)走_(dá)的各項(xiàng)試驗(yàn)。實(shí)現(xiàn)X波段寬帶ISAR精細(xì)成像,并進(jìn)行實(shí)時成像、目標(biāo)識別等。為了實(shí)現(xiàn)距離維的高分辨率成像,該可擴(kuò)充陣列多功能相控陣逆合成孔徑雷達(dá)采用了帶寬為1 GHz的脈沖線性調(diào)頻信號作為發(fā)射信號,此發(fā)射信號的波形產(chǎn)生采用數(shù)據(jù)存儲直讀方式,其將波形的基帶數(shù)據(jù)存儲在只讀存儲器中,經(jīng)D/A變換、低通濾波、正交調(diào)制到所需的中頻,其激勵采用直接上變頻方式。

1 波形激勵組成

波形激勵的主要功能框圖如圖1所示。

波形產(chǎn)生和激勵器主要是產(chǎn)生寬帶/窄帶線性調(diào)頻信號,為雷達(dá)成像、探測提供高質(zhì)量的波形。隨著現(xiàn)代數(shù)字技術(shù)的發(fā)展,直接數(shù)字波形合成(DDS)的方式獲得脈沖壓縮信號已為現(xiàn)代雷達(dá)普遍采用。通過對幾種模擬與數(shù)字線性調(diào)頻信號產(chǎn)生方法的比較,本文采用了以直接數(shù)字波形合成(DDWS)加正交調(diào)制的系統(tǒng)方案,并結(jié)合實(shí)際的儀器設(shè)備,產(chǎn)生了帶寬為1 GHz的超寬帶線性調(diào)頻信號。

圖1 波形激勵方框圖

本文的波形激勵不僅克服了現(xiàn)有技術(shù)中高體積重量、高成本等缺點(diǎn),使通道實(shí)現(xiàn)微型化(集成化設(shè)計(jì)技術(shù)),而且采用通用模塊化及強(qiáng)電磁兼容設(shè)計(jì)技術(shù),以適應(yīng)機(jī)載或星載等小型運(yùn)動平臺偵察系統(tǒng)。

2 波形激勵電路設(shè)計(jì)

逆合成孔徑成像寬帶雷達(dá)通常利用寬帶的線性調(diào)頻信號脈沖壓縮技術(shù)來獲得高的距離分辨率,寬帶雷達(dá)的關(guān)鍵質(zhì)量因素是可實(shí)現(xiàn)的距離旁瓣抑制度。距離旁瓣的抑制度決定可達(dá)到寬帶目標(biāo)識別的動態(tài)范圍,伴隨著目標(biāo)識別要求的提高,對分辨率的要求也越來越高,導(dǎo)致信號頻帶變得越來越寬。

本波形激勵的工作帶寬為寬帶1 GHz、窄帶5 MHz,波形產(chǎn)生與發(fā)射激勵電路窄帶和寬帶選用同一模塊,當(dāng)工作于窄帶模式時,波形產(chǎn)生輸出一窄帶中頻信號,該信號經(jīng)上變頻及倍頻產(chǎn)生X波段窄帶線性調(diào)頻射頻信號。當(dāng)工作于寬帶模式時,采用的硬件與窄帶相同,產(chǎn)生X波段瞬時帶寬為1 GHz的發(fā)射信號。

2.1 波形產(chǎn)生

其原理框圖如圖1所示。

理想線性調(diào)頻信號復(fù)數(shù)表達(dá)式可以寫成[4]

為信號的復(fù)包絡(luò);τ為脈沖寬度;μ為頻率的變化率,μ=B/τ(B是脈沖內(nèi)信號帶寬)。

式(1)的實(shí)信號表示為

式中,f0為載波頻率。合成孔徑雷達(dá)方位向的高分辨率是通過天線孔徑綜合原理得到的,而距離向的高分辨率要借助于寬帶超寬帶技術(shù)和脈沖壓縮來實(shí)現(xiàn)。因此,脈沖壓縮旁瓣抑制度是檢驗(yàn)寬帶LFM信號的關(guān)鍵質(zhì)量因素。由于信號產(chǎn)生鏈路受溫度、時間影響較小,其幅頻特性和相頻特性均可被認(rèn)為是頻率的緩變函數(shù)?？梢圆扇⊙a(bǔ)償措施來抵消信號傳輸鏈路失真帶來的影響,以獲得高質(zhì)量的線性調(diào)頻信號。通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證,采用預(yù)失真補(bǔ)償方法對系統(tǒng)的幅相誤差具有較好的補(bǔ)償效果。

由式(1)可進(jìn)一步得到振幅頻譜和相位頻譜[5]：

式中,Π1(f)稱為平方律相位項(xiàng),Π2(f)稱為殘余相位項(xiàng)。

數(shù)字直接合成基本理論依據(jù)[6]就是奈奎斯特采樣定理。直接數(shù)字頻率合成法(DDFS)是在每個采樣時刻,將一個用戶可以設(shè)置的值(頻率控制字)加到一個相位累加器寄存器,累加結(jié)果用來作為一個SIN或COS查找表的索引值,將相位轉(zhuǎn)換成幅度值,然后再經(jīng)過D/A轉(zhuǎn)換器和低通濾波器,得到所需頻率的模擬信號。DDFS的工作實(shí)質(zhì)是以參考時鐘頻率對相位步進(jìn)等可控間隔的采樣及對采樣值的模擬重構(gòu)。

存儲器直讀法(DDWS)[7-8]先根據(jù)預(yù)定的采樣率FS、基帶帶寬B和時寬T,由Chirp信號數(shù)學(xué)表達(dá)式計(jì)算出I、Q正交兩路基帶信號的各點(diǎn)采樣值,再按順序存放于高速存儲器中,通過采樣時鐘產(chǎn)生的地址碼,依次讀出各點(diǎn)的采樣值,然后通過DAC轉(zhuǎn)換成I、Q正交兩路基帶信號。

其結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 存儲器直讀法(DDWS)結(jié)構(gòu)圖

以上是理想的情況,但在實(shí)際的實(shí)現(xiàn)過程中,由于模擬器件的特性的不一致性,以及環(huán)境溫度的變化、電源電壓的變化、信號功率的變化等原因引起的電路工作特性的變化,從而引起I、Q兩路的工作特性的不一致,造成I、Q兩路的直流偏置漂移、幅度和相位的不一致,使得實(shí)際輸出的信號不是原來所需的信號s(f)。

假設(shè)正交接收機(jī)輸入理想的單頻信號。則理想輸出信號[9]為

實(shí)際中由于幅度一致性、相位正交性非理想,兩路輸出為

兩路組合成復(fù)信號的傅里葉變換為

對上述由于正交不一致性產(chǎn)生的成對回波誤差信號,可利用誤差補(bǔ)償函數(shù),生成校準(zhǔn)矩陣進(jìn)行校準(zhǔn)?？梢淮涡詫、Q兩路各自幅頻平坦度、相頻線性度、兩路之間幅度一致性和相位正交性這些誤差因素同時預(yù)以校正。

2.2 失真補(bǔ)償

預(yù)失真補(bǔ)償?shù)倪^程如下：相位補(bǔ)償系數(shù)同時提供給I路和Q路,用于補(bǔ)償發(fā)射機(jī)相頻特性的誤差。Q路相位補(bǔ)償系數(shù)只提供給Q路,用于補(bǔ)償I、Q模擬正交調(diào)制的相位誤差。幅度補(bǔ)償系數(shù)則用于補(bǔ)償發(fā)射機(jī)幅頻特性的誤差以及I、Q兩路的幅度誤差。幅度控制邏輯完成的功能就是將發(fā)射機(jī)的幅頻特性誤差與I、Q兩路的幅度誤差分離開來,分別進(jìn)行補(bǔ)償。通過在線測試,得到發(fā)射機(jī)的幅頻和相頻特性以及I、Q的正交特性,進(jìn)而得到與頻率相關(guān)的優(yōu)化補(bǔ)償系數(shù)表。其實(shí)現(xiàn)框圖如圖3所示。

圖3 寬帶信號產(chǎn)生及系統(tǒng)失真補(bǔ)償技術(shù)實(shí)現(xiàn)框圖

幅相失真采用Agilent54854A數(shù)字示波器進(jìn)行采集,對采集數(shù)據(jù)進(jìn)行FFT,獲得頻域幅度失真和相位失真,對信號源進(jìn)行預(yù)失真補(bǔ)償。系統(tǒng)失真補(bǔ)償算法程序流程圖如圖4所示。

算得的幅度誤差、相位誤差如圖5和圖6所示。

圖4 系統(tǒng)失真補(bǔ)償算法程序流程圖

圖5 幅度誤差曲線

圖6 相位誤差曲線

1)直流分量的影響不考慮幅度和相位的不一致性,只考慮I、Q兩路存在直流偏置漂移時對輸出的影響。由H(f)=1,則其鏡頻分量為零,此時直流偏置分量與信號的零頻分量的比為

2)幅度不一致的影響不考慮直流偏置和相位特性的不一致,此時主信號與其鏡頻之比為

3)相位不一致的影響只考慮相位不一致對輸出信號的影響時,此時主信號與其鏡頻之比為

4)幅度和相位都存在不一致時,主信號與其鏡頻之比為

寬帶信號函數(shù)的獲得在實(shí)際工作中可用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測量得到正交解調(diào)器I、Q兩路的傳輸函數(shù),通過簡單的計(jì)算則可以得到H(f),或用高采樣率的數(shù)字示波器對I、Q通路進(jìn)行采樣,用Hilbert變換的方法進(jìn)行計(jì)算同樣可以得到H(f)。當(dāng)然,為獲得精確的頻譜分析結(jié)果和校正函數(shù),以實(shí)現(xiàn)誤差的精確校正,兩種方法都需要對測試信號的頻率、帶寬和時寬提出要求,所有的這些問題都可以通過計(jì)算仿真來解決。

我們采用高采樣率的數(shù)字示波器對I、Q通路進(jìn)行采樣的辦法對正交解調(diào)誤差進(jìn)行校正,校正結(jié)果如圖7所示。

可以看出校正前脈壓主副瓣比只有-20 dB,校正后主副瓣比達(dá)-38 dB,證明預(yù)失真補(bǔ)償是有效的。

2.3 發(fā)射激勵電路設(shè)計(jì)

發(fā)射激勵電路由開關(guān)濾波器組、上變頻器、放大器、濾波器和四倍頻器等組成,采用了集成模塊化及MMIC技術(shù),將以上電路集成于一個模塊中,其中上變頻器、放大器、四倍頻器采用了 MMIC器件,MMIC電路間采用了0.25μm的金絲互聯(lián)技術(shù)。

圖7 誤差校正前后結(jié)果對比

在寬帶工作模式下,波形產(chǎn)生電路的輸出線性調(diào)頻信號,對其進(jìn)行帶通濾波后,再與本振信號上變頻,產(chǎn)生S波段的線性調(diào)頻信號,最后將此信號經(jīng)過四倍頻器得到X波段線性調(diào)頻發(fā)射激勵信號。在窄帶工作模式下,波形產(chǎn)生的信號每隔25 MHz為一工作點(diǎn),變頻及倍頻方式與寬帶相同,輸出X波段窄帶信號。

若DDS的輸出信號為

載波信號為

則濾波后發(fā)射激勵信號為

相干系統(tǒng)中,發(fā)射信號的相位為

對于相干系統(tǒng),θ為S(t);SL(t)間的相位差,θ為常數(shù),顯然,一倍頻后,S(t)的相位變?yōu)?θs,調(diào)頻斜率變?yōu)?k,也就是說,兩倍頻后帶寬擴(kuò)展到兩倍,如果DDS的信號帶寬為250 MHz,則發(fā)射激勵信號的帶寬變?yōu)? 000 MHz。

為了分析混頻器對射頻信號和本振信號的泄漏、射頻信號和本振信號的互調(diào)、本振諧波信號的泄漏對發(fā)射激勵輸出的雜散的影響以及倍頻器各次諧波抑制對輸出雜散影響等,須借助ADS軟件進(jìn)行仿真。

對上述電路仿真,發(fā)射激勵輸出頻譜如圖8所示。

圖8 發(fā)射激勵輸出頻譜

從圖8可以看出,主譜與最大雜譜的抑制為17.792-(-47.737)=65.529,雜散抑制大于60 dBc,能夠滿足系統(tǒng)指標(biāo),且余量較大。

該設(shè)備隨整機(jī)進(jìn)行外場實(shí)驗(yàn),經(jīng)測試達(dá)到如下指標(biāo)：

信號形式 線性調(diào)頻

工作頻率 X波段

瞬時帶寬 1 000 MHz(寬帶),5 MHz(窄帶)

發(fā)射激勵輸出峰值功率 ≥10 dBm

發(fā)射帶外雜波抑制度 ≥50 dB

激勵改善因子

寬帶激勵改善因子≥48 d B

窄帶激勵改善因子≥57 d B

3 結(jié)束語

該雷達(dá)波形激勵隨接收系統(tǒng)方案論證后,采用了倍頻法提高激勵帶寬,突破了寬帶信號產(chǎn)生及校正、寬帶激勵等寬帶相控陣?yán)走_(dá)系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù),解決了寬帶、窄帶系統(tǒng)的波形激勵硬件共用問題,完成設(shè)計(jì)驗(yàn)證后投產(chǎn)。隨接收系統(tǒng)一起完成外場聯(lián)試,波形激勵信號經(jīng)窄帶接收機(jī)處理后雷達(dá)整機(jī)成功發(fā)現(xiàn)并跟蹤民航飛機(jī),轉(zhuǎn)寬帶接收成功成像。經(jīng)測試各項(xiàng)指標(biāo)均已達(dá)到或超過原定指標(biāo)要求,該系統(tǒng)已成功應(yīng)用于某雷達(dá)整機(jī)產(chǎn)品。

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