基于電荷泵的低壓啟動高效率Boost DC/DC 變換器設(shè)計*

丁德彬，楊依忠，張 章，解光軍

(合肥工業(yè)大學(xué)電子科學(xué)與應(yīng)用物理學(xué)院，合肥230009)

在現(xiàn)代的消費市場中，以電池供電的便攜式電子設(shè)備如手機、便攜式電腦、PAD 等，已經(jīng)成為人們生活中不可或缺的一部分，隨著這些設(shè)備功能的增強，對電池功耗也相應(yīng)增加，這就為電源管理芯片的設(shè)計和發(fā)展提出了更高的要求［1］。寬輸入的電壓范圍和高的轉(zhuǎn)換效率成為眾多電源管理芯片追求的目標(biāo)。本論文基于這兩點的考慮，設(shè)計出一款能在電壓范圍從0.83 V 到輸出電壓的寬電壓范圍內(nèi)正常工作，輸出電壓最高到6V，在整個負(fù)載范圍內(nèi)效率不低于50%，最高達(dá)96%的電源管理芯片。

考慮DC/DC 開關(guān)變換器和電荷泵各自的優(yōu)勢，利用電荷泵工作電壓低的優(yōu)勢先將電壓升至DC/DC開關(guān)變換器的正常工作電壓后再由DC/DC 開關(guān)變換器升壓至所需電壓，達(dá)到低壓啟動并正常工作的目的。由于所設(shè)計的電荷泵啟動電路在Boost 變換器正常工作后不再工作，電荷泵的功率損耗只存在于芯片啟動過程中，所以整個芯片的轉(zhuǎn)換效率即為Boost 轉(zhuǎn)換器的效率。單純的Boost 型DC/DC 開關(guān)變換器系統(tǒng)轉(zhuǎn)換效率可用下式給出:［6］

其中，Iout是負(fù)載電流，Rpara是等效電阻，包括開關(guān)管電阻、電感和電容的電阻;f 是開關(guān)頻率，Cgate是開關(guān)管的柵端電容，PQ是芯片內(nèi)模塊固定功耗。從此式可以看出，要想得到較高的轉(zhuǎn)換效率，可以減小外圍器件的等效電阻、開關(guān)頻率、開關(guān)管的柵端電容和固定功耗。脈沖寬度調(diào)制(PWM)模式其結(jié)構(gòu)簡單，輸出電壓紋波小，在重載時系統(tǒng)效率高，但在負(fù)載電流變小時，由于開關(guān)頻率較高，轉(zhuǎn)換效率大幅降低。在負(fù)載電流較小時選擇脈沖頻率調(diào)制(PFM)模式，可根據(jù)輸出電壓的變化選擇的跳過幾個周期，減少開關(guān)次數(shù)，實現(xiàn)了高效率的轉(zhuǎn)換。

1 芯片結(jié)構(gòu)原理

圖1 所示為本文所提出的芯片內(nèi)部結(jié)構(gòu)原理，主要包括低壓啟動模塊、低壓鎖定模塊、電壓比較選擇模塊、基準(zhǔn)電壓、跨導(dǎo)放大器、PWM 比較器、振蕩器、斜坡補償模塊、PWM/PFM 模式選擇內(nèi)部邏輯、驅(qū)動級和功率管等構(gòu)成。主要可概括為兩大部分，一是電荷泵低壓啟動部分，圖1 中上半部分(1)所示;二是Boost 升壓模塊部分，圖1 中下半部分(2)所示;具體工作過程和主要模塊的設(shè)計下文詳細(xì)說明。

圖1 芯片結(jié)構(gòu)框圖

2 低壓啟動模塊

對于升壓式的DC/DC 變換器，由于系統(tǒng)中必須包含高于遠(yuǎn)大于MOS 管閥值電壓的模塊而不能在低壓時正常工作，此芯片采用電荷泵升壓然后對芯片中其他需要高電壓的模塊供電，實現(xiàn)了電壓低至MOS 管閾值電壓時也能正常工作的電源芯片。電荷泵中只需要一個時鐘信號，這個時鐘信號可由環(huán)形振蕩器產(chǎn)生，它的最低工作電壓僅受CMOS 器件的最小閾值電壓限制，所以電荷泵的最低工作電壓只需略高于CMOS 器件的閾值電壓，為了實現(xiàn)最低電壓啟動，MOS 管的體和源極接在一起［7］。本文采用0.5 μm 工藝(VthN=0.643 V，VthP=0.775 V)設(shè)計流片測試可達(dá)到0.83 V 的啟動電壓。

典型的電荷泵由于在時鐘開關(guān)時需要較大的電容存儲電荷而不能集成，增加了外圍器件和輸出電壓紋波。為了將電荷泵電路集成在該芯片中又不增加外圍器件和面積，本文提出了一種電荷泵和Boost變換器混合工作的工作方式。工作原理如圖2 所示，當(dāng)電源輸入電壓低于設(shè)定值2.2 V(典型值)時，低壓鎖定模塊輸出控制信號使S=0，同時關(guān)閉Boost升壓模塊，只有電荷泵、低壓鎖定和基準(zhǔn)電壓模塊工作。P 泵的輸入電壓為電源電壓和輸出電壓經(jīng)過電壓選擇比較器比較之后得到的較大的電壓，再經(jīng)過電荷泵升壓之后驅(qū)動P 開關(guān)管;N 泵的輸入電壓為圖中LX 點的電壓。

圖2 低壓啟動模塊工作原理圖

在電源電壓較低啟動時開關(guān)S 位置在0，低壓啟動模塊工作，剛上電后LX 電壓等于電源電壓，N 泵逐漸輸出兩倍于LX 的電壓，使N 開關(guān)管導(dǎo)通，由于剛上電瞬間輸出電壓Vin＞Vout，P 泵輸入電壓為電源電壓，輸出兩倍于電源電壓，P 開關(guān)管關(guān)閉，電感儲存能量;然后LX 電壓掉到0V，N 泵輸入電源為0 V，N 開關(guān)管關(guān)閉，由于電感中的能量使LX 電壓升高使P 開關(guān)管導(dǎo)通，芯片輸出電容C 積累電荷。如此循環(huán)最終輸出電壓逐漸升高至2.2 V 后，低壓鎖定信號使開關(guān)S 在位置1，Boost 升壓模塊工作，低壓啟動模塊不再工作，輸出電壓作為Boost 升壓模塊的電源。

圖3 Vin=1 V 時電壓啟動仿真波形

電源電壓Vin=1 V 時低壓啟動仿真波形如圖3所示，其中Vout是芯片啟動過程中輸出電壓的變化，V 是經(jīng)選擇比較器選擇后的Boost 升壓模塊的供電電壓，LX、NG、PG 分別是圖2 中LX、NG、PG 點的電壓。

由于芯片中電荷泵只是驅(qū)動功率管的開關(guān)，芯片內(nèi)部電荷泵的升壓電容不用太大，一般pF 級即可［2］，為了節(jié)約芯片面積電荷泵的開關(guān)電阻比較大而且內(nèi)部電容較小，這就使得二倍電荷泵的輸出電壓并不能達(dá)到二倍輸入電壓的大小，但只要滿足P電荷泵升高后的電壓VPGC和P 開關(guān)管的閥值電壓Vth之和即(VPGC+Vth)大于2.2 V 低壓啟動模塊就可以啟動芯片并使芯片正常工作。由于電荷泵啟動過程中，輸出電壓升高是靠每個周期輸出電容電荷的積累，所以在電荷泵升壓過程中芯片帶載能力較弱。

3 Boost 升壓模塊

芯片Boost 升壓模塊是核心部分，如圖1 中(2)所示，工作原理為:電流檢測放大器檢測功率管中流過的電流，產(chǎn)生一個與之成正比的電流信號，再與斜坡電流信號相加，通過RS電阻生成電壓信號，誤差放大器放大采樣電阻從輸出端得到采樣電壓與芯片內(nèi)部的基準(zhǔn)電壓之差得到電壓VC，與RS的鋸齒波信號比較產(chǎn)生PWM 控制脈沖，再經(jīng)過邏輯控制和驅(qū)動級電路控制開關(guān)管的開關(guān);為了保證在低壓時芯片正常工作采用輸出端電壓為Boost 部分的模塊供電，作為電源。該芯片采用電流模式控制反饋環(huán)路，具有較高的線性調(diào)整率和較快的系統(tǒng)響應(yīng)速度;同時為了克服PWM 控制在輕載情況下效率低的缺點在輕載時采用PFM 控制方式。

3.1 系統(tǒng)環(huán)路補償

為了得到較高的線性調(diào)整率Boost 升壓模塊電路采用電流型反饋控制方式，芯片采用內(nèi)部補償方式，誤差放大器采用一級運放，這樣，從反饋到輸出有2 個極點，而輸出極點依賴于輸出電阻變化。為了得到穩(wěn)定的動態(tài)響應(yīng)，采用零極點補償?shù)咒N輸出極點，得到運算放大器的極點為主極點的補償方式，增加了單位增益帶寬，提高瞬態(tài)響應(yīng)速度。圖4 是系統(tǒng)中反饋網(wǎng)絡(luò)的補償方式，從而得到整個系統(tǒng)的主極點和抵銷輸出極點［4］。

圖4 環(huán)路補償電路圖

誤差放大器補償環(huán)路的傳輸函數(shù)為:

其中，R0和gm分別是誤差放大器的輸出阻抗和輸入跨導(dǎo)。在峰值電流控制模式的PWM 中，采樣頻率足夠高，斜坡補償斜率不高的情況下，整個系統(tǒng)的環(huán)路增益可表示為:

其中RL是輸出負(fù)載C 為輸出電容，k 為電感電流的電樣比例，RS是將采樣的電流轉(zhuǎn)化為電壓以同VC比較的電阻。從上式可以看出系統(tǒng)存在兩個極點和一個零點，理想的補償環(huán)路是將輸出極點與補償?shù)牧泓c抵銷，即1/RZCC=1/RLC，補償后系統(tǒng)只在誤差放大器的輸出端存在一個極點，系統(tǒng)低頻增益為，因此誤差放大器采用單級高增益的套筒式放大器結(jié)構(gòu)。補償后環(huán)路的主極點在ω=1/R0CC處，頻率大于主極點時，環(huán)路增益以-20 dB/℃下降，得到單位增益帶寬為:

當(dāng)單位增益帶寬大于或接近芯片的開關(guān)頻率時誤差放大器將放大輸出電壓的紋波。合理的單位增益帶寬為芯片開關(guān)頻率的20%以內(nèi)。［9］

在本設(shè)計中，芯片開關(guān)頻率為1 MHz，在輸出電壓Vout=5 V 負(fù)載Iout=200 mA，參考電壓Vref=0.6 V，kRS=0.5，Cout=4.7 μF 時，取補償電阻RZ=750 kΩ，電容CC=20 pF，誤差放大器gm=5. 5 μ/Ω，使用Matlab 仿真得波特圖如圖5 所示，系統(tǒng)相位裕度為89°，單位增益帶寬為106rad/s 即160 kHz，低于20%的開關(guān)頻率。套筒式誤差放大器的較高輸出電阻R0使系統(tǒng)低頻環(huán)路增益不小于90 dB，保證了輸出電壓的精度。

圖5 補償后環(huán)路仿真得到的增益相位曲線

3.2 PFM 和PWM 雙模式控制

由于芯片啟動模塊只在啟動過程起作用，輸出電壓高于2.2 V 后，芯片功耗只存在于DC/DC 升壓模塊，由式(1)可知，可以使芯片在較小負(fù)載電流時減少開關(guān)次數(shù)提高效率，采用輕負(fù)載時PFM 模式，重負(fù)載PWM 模式的混合調(diào)制方式可以保證芯片在整個負(fù)載范圍內(nèi)都具有較高的轉(zhuǎn)換效率。但是由于Boost 轉(zhuǎn)換芯片直接檢測輸出電流控制方法復(fù)雜，由公式可

以通過控制輸入電流的值選擇調(diào)制模式。此芯片采用最小輸入電流法，即控制N 開關(guān)管開通時輸入到電感的電流最小值，對電感充電儲能，當(dāng)負(fù)載電流較小時，每個開關(guān)周期釋放的能量小于電感儲存能量時，輸出電壓增高，F(xiàn)B 的電壓高于基準(zhǔn)電壓，Qc電壓降低，當(dāng)?shù)陀阡忼X波電壓時通過PWM 比較器Qa=1，此時控制邏輯使開關(guān)管保持關(guān)斷，釋放輸出電容的電荷輸出電壓降低，F(xiàn)B 的電壓低于基準(zhǔn)電壓，Qa=0，開關(guān)開關(guān)管通過最小電流充電，使輸出電壓增高，完成PFM 調(diào)制的一個循環(huán)。通過控制PFM/PWM 邏輯實現(xiàn)兩種調(diào)制模式切換。

3.2.1 最小輸入電流模塊

如圖6 所示為最小輸入電流檢測模塊，當(dāng)輸出電流確定時，由式(2)得N 開關(guān)管導(dǎo)通時流過N 開關(guān)管的電流Iin，開關(guān)管和M4都工作在深線性區(qū)，為減小外界環(huán)境變化對控制的最小電流影響，M4與N開關(guān)管的單個MOS 管有相同尺寸，開關(guān)管導(dǎo)通時和M4都工作在深線性區(qū)，M4的電阻可用下式得出:［6］

圖6 最小輸入電流控制模塊電路圖

得A 點的電壓為VA=(n+1)I1RM4，設(shè)M4和N 開關(guān)管的個數(shù)比為1:m，則N 開關(guān)管的阻值為RM4/m，N開關(guān)管導(dǎo)通時當(dāng)流入電流為INSW的電壓為VSW=IN(RM4/m)，若VSW＜VA，即IN小于設(shè)定值時，則I3＜I4，由R1=R2，從而V3＞V4通過比較器比較兩個電壓輸出Imin=1，然后芯片通過邏輯控制使N 開關(guān)管繼續(xù)保證開，P 開關(guān)管關(guān)，對電感充電直到電感電流大于IN，這樣充電能量大于放電能量，使輸出電壓升高，然后通過邏輯關(guān)閉N 開關(guān)管同時開啟P 開關(guān)管，直到反饋電壓低于一定值，工作在PFM 調(diào)制模式下，減少開關(guān)次數(shù)。

3.2.2 PFM/PWM 控制邏輯

在重載情況下，充電電流也相應(yīng)較大，如果充電電流的最大值大于設(shè)定的IMIN最小值，那么邏輯信號IMIN=0，系統(tǒng)采用PWM 調(diào)制模式。在輕載情況下，充電平均電流相應(yīng)減小，當(dāng)充電最大電流小于設(shè)定值I1時，邏輯信號IMIN=1，R=0，VGATE=1，保持N開關(guān)管開啟，P 開關(guān)管關(guān)閉，繼續(xù)對電感充電，直到充電電流達(dá)到設(shè)定的IMIN值后IMIN=0，R=1，VGATE=0，關(guān)閉N 開關(guān)管開啟P 開關(guān)管，電感放電。由于信號IMIN的作用，在單個周期內(nèi)充電能量大于放電能量，使輸出電壓升高，反饋電壓高于基準(zhǔn)電壓，誤差放大信號Qc降低，經(jīng)比較器比較后Qa=1，D 觸發(fā)器輸出為0，R 為時鐘信號，VGATE信號輸出低電平，關(guān)閉N 開關(guān)管開啟P 開關(guān)管，釋放掉輸出電容的能量，開關(guān)管的開關(guān)就會跳過一些周期，直到反饋電壓低于基準(zhǔn)電壓。邏輯控制如圖7 所示。

圖7 PFM/PWM 控制邏輯

這種由邏輯信號控制選擇調(diào)制模式的方法，可以保證兩種調(diào)制方式無間隙切換，達(dá)到很好瞬態(tài)響應(yīng)。

4 測試結(jié)果和討論

該芯片采用SMIC 0.5 μm CMOS 工藝設(shè)計并流片測試，最低可達(dá)到0.83 V 的正常啟動并工作電壓，輸出最大電壓6 V，在0.83 V 時啟動波形如圖8所示。

但是由于開關(guān)管的限制，設(shè)計出的芯片在不同的電壓下的帶載能力如圖所示?？梢钥闯?，在工作電壓0.83 V 時，芯片的帶載能力幾乎為0，隨著電源電壓的增加，帶載能力相應(yīng)增強。

圖8 Vin=0.83 V 時起動波形

圖9 測試芯片在不同電壓下的帶載能力

圖10和圖11 分別給出了測試得到的穩(wěn)定狀態(tài)下的PWM 和PFM 運行的波形。測試時輸入電壓為1.2 V，電感為4.7 μF，輸出電壓3.3 V，從圖10 中可以看到PWM 模式下，開關(guān)頻率固定為1 MHz 左右，圖11 為輸出電流為5 mA 時工作在PFM 模式下，與圖10 對比可知開關(guān)頻率減小，增加轉(zhuǎn)換效率。圖12 為負(fù)載電流從100 mA 到1 mA 再到100 mA跳變時系統(tǒng)的瞬態(tài)響應(yīng)曲線，可以看出芯片具有較好的瞬態(tài)響應(yīng)速度，兩種模式之間可自動切換。圖13 是測試得到的在不同輸入電壓下的轉(zhuǎn)換效率相對于輸出電流的曲線，在輸入電壓2.4 V，輸出電壓為3.3 V 時，芯片最大轉(zhuǎn)換效率達(dá)到96%，輸入電壓1.2 V 時電荷泵啟動的最大轉(zhuǎn)換效率達(dá)87%，測試輸入電壓1.2 V、1.8 V、2.4 V，輸出電壓3.3 V 時在所有負(fù)載范圍內(nèi)轉(zhuǎn)換效率都不低于55%。

圖10 測試得到的PWM 模式下的運形波形

圖11 測試得到的PFM 模式下的運行波形

圖12 測到的負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)

圖13 在不同電壓下芯片效率

5 總結(jié)

本文提出了一種基于電荷泵的低壓啟動并正常工作的高效率Boost 型DC/DC 轉(zhuǎn)換器，重點介紹了芯片啟動、系統(tǒng)穩(wěn)定性補償、高效率實現(xiàn)的方法。啟動模塊利用電荷泵能在較低電壓下工作，通過開關(guān)開關(guān)管實現(xiàn)升高輸出電壓，然后輸出電壓對芯片供電當(dāng)達(dá)到Boost 模塊正常工作電壓后由Boost 模塊工作的方式，解決了芯片低壓輸入時電路無法正常工作的問題，也克服了電荷泵工作過程中紋波大的缺點。同時，為了達(dá)到較高的轉(zhuǎn)換效率，Boost 升壓模塊采用PFM 和PWM 混合調(diào)制的模式，由邏輯控制實現(xiàn)了自動切換，在芯片所有工作電壓的負(fù)載范圍內(nèi)均實現(xiàn)了很高的轉(zhuǎn)換效率。通過合理的系統(tǒng)環(huán)路補償達(dá)到了良好負(fù)載調(diào)整率。此芯片已應(yīng)用于干電池供電的Boost 型DC/DC 系統(tǒng)中。

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