高壓二極管的反向恢復(fù)時(shí)間測(cè)試系統(tǒng)

陳亞軍，陳隆道

(浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院，杭州310027)

晶體管和二極管常在脈沖電路中作為開(kāi)關(guān)使用，這主要是利用它們對(duì)正反向電流表現(xiàn)出的通斷特性。二極管與一般開(kāi)關(guān)的不同在于，開(kāi)關(guān)作用由兩端所加電壓的極性決定，而且導(dǎo)通時(shí)有微小的壓降，關(guān)斷時(shí)有微小的電流［1］。由于二極管中PN結(jié)電容效應(yīng)的存在，當(dāng)二極管外加電壓極性翻轉(zhuǎn)時(shí)，原工作狀態(tài)相應(yīng)的變化不能在瞬間完成。特別是外加電壓從正向偏置變成反向偏置時(shí)，二極管中電流由正向變成反向，但翻轉(zhuǎn)后的瞬間有較大的反向電流，經(jīng)過(guò)一定時(shí)間后反向電流才會(huì)變得很小，而這段時(shí)間即為二極管的反向恢復(fù)時(shí)間TRR［2］。實(shí)際應(yīng)用時(shí)，如果反向脈沖的持續(xù)時(shí)間比TRR短，則二極管在正反向都可導(dǎo)通，起不到開(kāi)關(guān)作用。因此了解二極管的TRR對(duì)選取管子和設(shè)計(jì)電路至關(guān)重要，但只有少量二極管的TRR可從技術(shù)手冊(cè)查到。二極管反向特性的測(cè)試一般僅針對(duì)反向擊穿電壓和反向飽和電流等，沒(méi)有涉及到TRR［1，3］，因此設(shè)計(jì)一種測(cè)量二極管反向恢復(fù)時(shí)間的測(cè)試系統(tǒng)變得很有必要。

1 三種TRR測(cè)試方法的比較

目前，只有很少量的文章討論過(guò)測(cè)量二極管反向恢復(fù)時(shí)間的方法和實(shí)施過(guò)程。它們提出的方案主要有以下3種:

(1)利用高掃描頻率的示波器、信號(hào)發(fā)生器、電流放大器等實(shí)驗(yàn)儀器和簡(jiǎn)單搭建的測(cè)試電路，在示波器上顯示出二極管在整個(gè)正反向偏置電路轉(zhuǎn)換過(guò)程中電流變化的波形，人工讀取TRR值。這種方案直接利用實(shí)驗(yàn)室的普通儀器進(jìn)行測(cè)試，方法簡(jiǎn)單，但示波器時(shí)標(biāo)的準(zhǔn)確性較低，人工讀數(shù)的誤差也較大。當(dāng)測(cè)試一些TRR較小的二極管時(shí)，對(duì)示波器掃描頻率的要求會(huì)大大提高，不是所有實(shí)驗(yàn)室都能實(shí)施的，廣泛應(yīng)用將受到限制，這種方案不宜工廠采用。

(2)利用信號(hào)發(fā)生器提供正反向偏置回路的轉(zhuǎn)換信號(hào)產(chǎn)生TRR測(cè)試波形，然后通過(guò)兩個(gè)比較器獲取與TRR時(shí)間間隔等寬的脈沖，用高速計(jì)數(shù)器在規(guī)定的一段時(shí)間內(nèi)對(duì)該脈沖進(jìn)行計(jì)數(shù)，從而計(jì)算出一個(gè)脈沖寬度的時(shí)間(即TRR值)［1］。相比第1種方案，它的準(zhǔn)確性更高，且對(duì)實(shí)驗(yàn)儀器的要求不高，應(yīng)用更廣泛。但這種方案受計(jì)數(shù)器計(jì)數(shù)頻率的限制，主要適用于測(cè)量TRR在100 ns以上的二極管，當(dāng)二極管的TRR較小時(shí)，對(duì)計(jì)數(shù)器計(jì)數(shù)頻率的要求會(huì)提高，成本會(huì)大大增加。另外，這種方案需要信號(hào)發(fā)生器，在工廠批量生產(chǎn)線上使用仍受限制。

(3)以TRR測(cè)試波形獲取模塊、高速取樣電路(獲取TRR脈沖)、微處理機(jī)系統(tǒng)構(gòu)成的二極管TRR測(cè)試系統(tǒng)［4］。它無(wú)需額外的儀器，系統(tǒng)獨(dú)立工作，相比第2種方案更靈活，也更容易實(shí)現(xiàn)。但該測(cè)試系統(tǒng)邏輯復(fù)雜，大部分采用數(shù)字器件，相比大量采用模擬器件的電路，時(shí)間延遲較大。它采用OC非門(mén)作積分開(kāi)關(guān)，存在等效電阻非理想化的問(wèn)題，增大了測(cè)試的誤差，還可能導(dǎo)致線性積分電路的非線性失真［5］。另外，這一方案能測(cè)的二極管TRR在微妙級(jí)，測(cè)量范圍較小。

鑒于上述3種方案的特點(diǎn)，在此提出并實(shí)現(xiàn)了一種更簡(jiǎn)單實(shí)用，成本較低，測(cè)量范圍更廣的二極管反向恢復(fù)時(shí)間測(cè)試系統(tǒng)。該系統(tǒng)無(wú)需額外儀器，測(cè)量范圍從十幾納秒到幾百納秒均可，已成功地應(yīng)用在江蘇如皋大昌電子公司高壓二極管測(cè)試生產(chǎn)線上。

2 TRR測(cè)試波形的獲取

圖1為T(mén)RR測(cè)試波形(即整個(gè)正反向偏置回路轉(zhuǎn)換的過(guò)程中，流過(guò)待測(cè)二極管Dx的電流變化波形)獲取的硬件簡(jiǎn)圖。圖2為波形時(shí)序圖。其中，Vcontrol控制信號(hào)與上一節(jié)討論的前兩種方案中信號(hào)發(fā)生器的功能相似，是用邏輯集成器件搭建的。

圖1 TRR測(cè)試波形獲取的硬件簡(jiǎn)圖

當(dāng)Vcontrol為“0”電平時(shí)，場(chǎng)效應(yīng)管 TR1截止。Vcontrol為“0”電平的瞬間，穩(wěn)壓源VR對(duì)C1進(jìn)行充電，Vcontrol為“0”電平的持續(xù)時(shí)間足夠長(zhǎng)，使得C1有足夠的時(shí)間完成充電過(guò)程。充電完成后，VR回路斷開(kāi)，僅由正向恒流源IF對(duì)Dx工作，此時(shí)為正向偏置。

圖2 波形時(shí)序圖

當(dāng)Vcontrol為“1”電平時(shí)，場(chǎng)效應(yīng)管TR1導(dǎo)通。此時(shí)，IF從D1-R2回路流走，停止對(duì)Dx的正向偏置作用，僅由充滿(mǎn)電的C1通過(guò)TR1-Rs-Dx回路對(duì)Dx施以與VR相等大小的反向偏置電壓。

Dx由正向偏置轉(zhuǎn)換成反向偏置后的整個(gè)過(guò)程，在取樣電阻Rs上得到VRs(=i·Rs)，即為T(mén)RR的測(cè)試波形。當(dāng)Vcontrol以適宜的占空比和頻率將正反向偏置回路來(lái)回切換時(shí)，從Rs處便可獲取如圖2中i所示的成周期變化的TRR測(cè)試波形了。圖2中AB段的時(shí)間間隔即為二極管實(shí)際的TRR值，即流過(guò)Dx的電流從接入反向偏置電壓開(kāi)始到減小至規(guī)定的10%·IRM時(shí)刻的時(shí)間。

圖3 TRR測(cè)試系統(tǒng)實(shí)物圖

3 TRR測(cè)試系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)和原理

3.1 TRR測(cè)試系統(tǒng)的硬件實(shí)現(xiàn)

圖3為T(mén)RR測(cè)試系統(tǒng)的實(shí)物圖。TRR測(cè)試系統(tǒng)框圖如圖4所示。該系統(tǒng)設(shè)定的Vcontrol脈沖每22 μs完成一次正反向偏置回路的轉(zhuǎn)換，正向偏置時(shí)間為20 μs，反向偏置時(shí)間為2 μs(當(dāng)TRR較大時(shí)可將其調(diào)節(jié)到更大)，即每22 μs產(chǎn)生一個(gè)TRR測(cè)試波形，Vcontrol脈沖周期和占空比的大小是根據(jù)TRR的大小和C1的充電時(shí)間等因素結(jié)合設(shè)計(jì)的，實(shí)際操作時(shí)比較靈活。

圖4 TRR測(cè)試系統(tǒng)框圖

為了測(cè)得TRR，關(guān)鍵是要得到真正的TRR時(shí)間間隔內(nèi)的波形，即圖2中AB段的波形。因此，要測(cè)試TRR首先需要檢測(cè)出IRM，然后根據(jù)10%·IRM取出AB段的TRR脈沖。

通過(guò)取樣電阻Rs，可以將流過(guò)Dx的電流i轉(zhuǎn)換成電壓VRs。然后，系統(tǒng)對(duì)VRs進(jìn)行峰值檢波，檢測(cè)出反向峰值電流IRM對(duì)應(yīng)的VR(反向電流到達(dá)IRM時(shí)的VRs值)，峰值檢波電路如圖5所示。獲取VR后，用分壓電阻分出VR的10%作為第1級(jí)差分電路截取TRR脈沖波形的其中一個(gè)輸入。此后，再將整個(gè)VRs波形作為第1級(jí)差分的另一個(gè)輸入端，即可截取出圖2中AB段的TRR脈沖，它的兩個(gè)輸出端作為第2級(jí)差分電路的兩個(gè)輸入端。第2級(jí)差分則將第1級(jí)差分得到的負(fù)向的、數(shù)值較小的TRR脈沖變成正向的，并進(jìn)行放大。經(jīng)過(guò)兩級(jí)差分后，圖2中TRR測(cè)試波形除TRR脈沖的部分被保留、反向并放大，其余部分都變成了0，如圖2中VTRR所示。之后，對(duì)VTRR進(jìn)行積分(即對(duì)整個(gè)周期的電壓波形求平均值)，得到V1。很明顯V1是一個(gè)很小的電壓(當(dāng)TRR為一百納秒以?xún)?nèi)的數(shù)值時(shí)，V1小于100 mV)，直接AD轉(zhuǎn)換，將會(huì)出現(xiàn)較大誤差［6］。所以，V1要經(jīng)過(guò)十倍放大再送去AD轉(zhuǎn)換。單片機(jī)根據(jù)從ADC芯片讀取的12位二進(jìn)制數(shù)，控制數(shù)碼管顯示TRR(單位是ns)的值，同時(shí)還可以顯示IF和IRM(單位是mA)。

圖5 峰值檢波電路

3.2 TRR測(cè)試的原理分析

這一節(jié)重點(diǎn)討論截取圖2中VTRR波形的兩級(jí)差分電路的實(shí)現(xiàn)原理，積分求電壓平均值的原理及電路都較常規(guī)，這里就不再贅述了。

該系統(tǒng)設(shè)計(jì)了一個(gè)兩級(jí)差分的電路如圖6和圖7所示。第1級(jí)是一個(gè)典型的雙端輸入雙端輸出差分電路［7］。Vi1輸入的是VRs，Vi2輸入的是VR，兩輸出端VO1與VO2的波形如圖8所示。在正向偏置(即CD 段)時(shí)，TR3截止，VO2=VCC;TR2導(dǎo)通，

圖6 第1級(jí)差分電路

圖7 第2級(jí)差分電路

圖8 差分時(shí)序圖

當(dāng)電路剛轉(zhuǎn)換為反向偏置(即DE段)時(shí)，TR2仍導(dǎo)通，但流過(guò)它的電流逐漸減小，一部分電流從TR3流走且逐漸增大，直到E點(diǎn)，TR2截止，電流完全從 TR3流走，此時(shí)，VO1=VCC，

在EF段，TR3仍導(dǎo)通，但流過(guò)它的電流逐漸減小，一部分電流從TR2流走且逐漸增大，直到F點(diǎn)，TR3截止，電流完全從TR2流走，此時(shí)，VO2和VO1的值跟CD段一樣。之后的FG反向偏置時(shí)間段保持這樣的狀態(tài)。如此就完成了一個(gè)周期波形的差分截取。

第2級(jí)差分是一個(gè)雙端輸入單端輸出的電路［7］。第1級(jí)的輸出VO1與VO2作為其兩輸入端，輸出的即為VTRR脈沖。在HI段，TR5截止，VTRR=0;TR4導(dǎo)通，電流完全從TR4流走。在IJ段，TR4仍導(dǎo)通，但流過(guò)它的電流逐漸減小，一部分電流從TR5流走且逐漸增大，直到J點(diǎn)，TR4截止，電流完全從TR5流走，此時(shí)，VTRR為最大值，

在JK段，TR5仍導(dǎo)通，但流過(guò)它的電流逐漸減小，一部分電流從TR4流走，且逐漸增大，直到K點(diǎn)，TR5截止，電流完全從TR4流走，VTRR=0。如此就完成了脈沖的反向和放大，波形如圖8中VTRR所示。

4 結(jié)果驗(yàn)證與誤差分析

該設(shè)計(jì)已在江蘇如皋大昌電子公司高壓二極管測(cè)試生產(chǎn)線上正常運(yùn)行，圖9是系統(tǒng)測(cè)試后在數(shù)碼管上輸出的結(jié)果與TRR反向恢復(fù)過(guò)程在示波器上顯示結(jié)果的對(duì)比圖，結(jié)果證明該方案是可行而且可靠的。

圖9 測(cè)試結(jié)果驗(yàn)證圖

該系統(tǒng)采用12 bit ADC芯片，參考電壓為5 V，即輸入為 5 V 時(shí)，AD 轉(zhuǎn)換后輸出為 1111 1111 1111［6，8］。在AD轉(zhuǎn)換過(guò)程中，按設(shè)定，0 ns對(duì)應(yīng)0 mV，AD轉(zhuǎn)換后為0000 0000 0000;500ns對(duì)應(yīng)5 000 mV，AD轉(zhuǎn)換后為1111 1111 1111。即ADC芯片的分辨率為1.23 mV(0.123 ns)，得到AD轉(zhuǎn)換導(dǎo)致的精度誤差為0.0246%［9］。這個(gè)誤差是可以在ADC芯片的選擇過(guò)程中進(jìn)一步減小的，在此處12位ADC芯片的精度已經(jīng)足夠。

此外，影響測(cè)試系統(tǒng)誤差的因素還有電源干擾和CMOS器件TR1導(dǎo)通與截止的時(shí)間延遲等［10］，這里就不一一討論了。

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