基于TMS320F2812的光伏并網(wǎng)系統(tǒng)軟件鎖相控制技術(shù)

夏向陽 彭振江 孟慶林

（長沙理工大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院，長沙 410077）

1 引言

逆變并網(wǎng)控制是光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)中最為重要的環(huán)節(jié)，其功能是把前級的光伏直流電變換為與電網(wǎng)同頻同相的交流電與電網(wǎng)并聯(lián)運(yùn)行，并使其輸出功率因數(shù)為1，因此鎖相是逆變控制中的主要目的。鎖相技術(shù)是光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)的一項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù)，分為模擬鎖相、數(shù)字鎖相、混合鎖相和軟件鎖相，前三種需要復(fù)雜的硬件電路且穩(wěn)定性差，而隨著微處理器處理速度的不斷提高，軟件鎖相的優(yōu)勢越來越明顯[1-2]。

為了保證并網(wǎng)動作的順利進(jìn)行和系統(tǒng)的穩(wěn)定性，就必須提高鎖相環(huán)的快速性和穩(wěn)定性[3]，雖然目前很多文獻(xiàn)從理論上給出了很多軟件鎖相方案，但是在實(shí)際應(yīng)用中效果很不理想，針對這些問題，本文基于 DSPTMS320F2812給出了一種軟件鎖相控制技術(shù)，并在一臺1kW單相光伏并網(wǎng)逆變裝置樣機(jī)上進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該方案的可行性。

1.1 軟件鎖相的原理

與傳統(tǒng)采用硬件電路產(chǎn)生 SPWM 波的方法不同，DSPTMS320F2812中的事件管理器EVA、EVB一共能夠產(chǎn)生16路占空比可變的PWM波，給定時器Tx的比較寄存器TxCMPR一個設(shè)定值，當(dāng)Tx的計(jì)數(shù)寄存器 TxCNT的值和 TxCMPR的設(shè)定值相等時，就會發(fā)生比較匹配事件，如果這時PWM的功能使能，則TxPWM引腳便可以產(chǎn)生PWM波的上升沿或下降沿，設(shè)定Tx的計(jì)數(shù)模式為連續(xù)增/減模式，就會在一個三角載波周期內(nèi)產(chǎn)生兩次匹配事件，這樣就會得到一個完整的PWM波。如果讓T1CMPR的設(shè)定值按照正弦規(guī)律變化，那么得到便是SPWM波[4]。

兩對互補(bǔ)的 SPWM 波能夠驅(qū)動單相光伏并網(wǎng)逆變器中的 4個 IGBT，使逆變器輸出所需的正弦波，其頻率決定于三角載波的頻率，其相位決定于調(diào)制正弦表的指針。軟件鎖相的目的是使逆變輸出功率因數(shù)為 1，即讓逆變輸出電流與電網(wǎng)電壓同頻同相，所以只要相應(yīng)改變?nèi)禽d波的周期TXPR和調(diào)制正弦表的指針變量SNUM，就能達(dá)到鎖相目的。

1.2 頻率與相位差的檢測方法

電網(wǎng)電壓（逆變器輸出電流）的頻率檢測方法如圖1所示，設(shè)置捕獲模塊的控制寄存器CAPCONA/B的邊沿檢測控制位為 1，使其捕獲方波的上升沿，同時EV定時器開始計(jì)數(shù)，當(dāng)捕捉引腳CAP捕捉到上升沿后，捕捉模塊就會將計(jì)數(shù)寄存器 TXCNT的值寫入FIFO堆棧的上層寄存器CAP1FIFO中，并觸發(fā)捕捉中斷。設(shè)定時器計(jì)數(shù)周期個數(shù)為COUNT，一個計(jì)數(shù)周期內(nèi)計(jì)數(shù)器共計(jì)數(shù)37500次，則電網(wǎng)電壓和逆變器輸出電流的周期T為

式中， T_grid為電網(wǎng)電壓周期；T_inv為輸出電流周期；Uzerox為電網(wǎng)電壓第 x次過零時 TXCNT的值；Izerox為輸出電流第 x次過零時 TXCNT的值；COUNT_x為定時器Tx計(jì)數(shù)的周期個數(shù)。

圖1 頻率檢測圖

電網(wǎng)電壓和逆變器輸出電流的相位差檢測方法[5]如圖2所示，設(shè)置同頻率檢測一樣，捕捉引腳CAP3捕捉電網(wǎng)電壓的上升沿，捕捉引腳CAP4捕捉逆變器輸出電流的上升沿，則相位差△φ為

圖2 相位差檢測圖

2 軟件鎖相控制算法

由于輸出正弦波頻率的改變會對其相位產(chǎn)生不可控的影響，所以無論是先調(diào)相再調(diào)頻法還是調(diào)頻調(diào)相同時進(jìn)行法，都要作復(fù)雜的算法處理，本文采用先調(diào)頻再調(diào)相的軟件鎖相方法易于實(shí)現(xiàn)，算法精度高，抗干擾能力強(qiáng)[6-7]。該方法的處理流程框圖如圖3所示，電網(wǎng)電壓和逆變器輸出電流的正弦信號經(jīng)過放大電路、濾波電路和觸發(fā)器后得到幅值為0～3V間的方波信號，輸送到TMS320F2812 DSP的CAP捕捉模塊之后，先進(jìn)行頻率鎖定處理，當(dāng)電網(wǎng)電壓和逆變器輸出電流的頻率達(dá)到同步后再進(jìn)行相位鎖定處理，最后由EVA事件管理器模塊產(chǎn)生所需的SPWM波控制逆變器上IGBT通斷。

圖3 處理流程框圖

2.1 抗毛刺干擾的軟件算法

逆變器并網(wǎng)發(fā)電后，會對電網(wǎng)產(chǎn)生沖擊，使得采樣的電網(wǎng)電壓帶有毛刺干擾。如果毛刺出現(xiàn)在過零點(diǎn)附近，就會使觸發(fā)器產(chǎn)生連續(xù)的非正常翻轉(zhuǎn)，從而測得的電網(wǎng)電壓頻率嚴(yán)重失準(zhǔn)，如圖4所示。傳統(tǒng)的解決毛刺干擾的方法是在采樣電路中加一個滯回比較器，設(shè)定一個閾值電壓，當(dāng)毛刺電壓比閾值電壓小時，就會忽略毛刺電壓的影響。但是該方法普遍存在以下缺點(diǎn)：①閾值電壓難以確定；②增加了硬件電路，使采樣電路結(jié)構(gòu)變復(fù)雜；③滯回比較器的輸入與輸出有延時，會對采樣精度產(chǎn)生影響。

圖4 電網(wǎng)毛刺干擾

本文采用的軟件抗毛刺干擾算法很好地解決了上述問題，提高了采樣的準(zhǔn)確性。圖6是抗毛刺干擾的軟件流程圖，當(dāng)捕獲引腳CAP捕獲到上升沿后，讀取堆棧的上層寄存器CAPFIFO的值，判斷是否是第一次CAP中斷，如果是第一次，則返回中斷，否則計(jì)算此次捕捉值與上一次捕捉值得差值，因?yàn)槊谈蓴_產(chǎn)生的捕獲差值比正常電網(wǎng)周期計(jì)數(shù)值要小得多，可以根據(jù)計(jì)數(shù)閾值范圍判斷是否為毛刺干擾，如果差值小于計(jì)數(shù)閾值則認(rèn)為是毛刺干擾，反之則為正常電網(wǎng)電壓信號，繼續(xù)運(yùn)行下一步鎖相算法。

圖5 抗毛刺干擾算法流程圖

2.2 頻率鎖定算法

頻率鎖定的算法流程圖如圖6所示，其功能是用PI控制來調(diào)節(jié)EVA定時器T1中周期寄存器T1PR的值。當(dāng)CAP2捕捉中斷觸發(fā)后首先判斷頻率是否已經(jīng)鎖定，如果頻率已經(jīng)鎖定則會退出中斷，反之則利用式（1）計(jì)算逆變器輸出電流的周期值T_inv，T_inv與電網(wǎng)電壓的周期值T_grid（在CAP1捕捉中斷計(jì)算得到）之差即為ΔT；根據(jù)實(shí)際情況設(shè)定ΔT的限制值，限制值取0.001s，ΔT大于限制值時給T1PR強(qiáng)行賦限定值，限定值取5000個計(jì)數(shù)；之后進(jìn)行PI控制，即當(dāng)電網(wǎng)電壓的頻率大于逆變器輸出電流的頻率時，減小T1PR的值，反之則增大，直到｜ΔT｜為0后認(rèn)定頻率鎖定完成。

本文采用增量式PI控制法，與位置式PI控制法相比，其不產(chǎn)生積分失控，容易獲得較好的調(diào)節(jié)品質(zhì)。設(shè)鎖相環(huán)第k次周期差值為ΔT（k），PI調(diào)節(jié)器的第k次輸出為T1PR（k），則有

對于第k-1次，有

由式（4）、（5）得

2.3 相位鎖定算法

相位鎖定的算法流程圖如圖7所示，其功能是用PI控制來調(diào)節(jié)調(diào)制正弦表的指針變量SNUM的值。進(jìn)入CAP1捕捉中斷之后，要先判斷頻率是否已經(jīng)鎖定，如果頻率還沒鎖定，則先計(jì)算電網(wǎng)電壓的周期值T_grid后退出中斷，反之則利用式（1）計(jì)算出相位差Δφ；之后同樣進(jìn)行增量式PI控制來調(diào)節(jié)調(diào)制正弦表的指針SNUM，當(dāng)電網(wǎng)電壓的相位超前逆變器輸出相位時，要減小SNUM值，反之則增大。同樣也要根據(jù)實(shí)際情況設(shè)定Δφ的限制值和允許值，限制值取180°，允許值取0.1°。

圖6 頻率鎖定算法流程圖

圖7 相位鎖定算法流程圖

2.4 鎖相精度

本文采用SPWM雙極性同步調(diào)制法，載波比N=200，高速外設(shè)時鐘HSPCLK=75MHz，定時器輸入時鐘預(yù)定標(biāo)因子P=1，采樣方法為對稱規(guī)則采樣法[8]。設(shè)定時器計(jì)數(shù)寄存器每計(jì)數(shù)一次所需要的時間為TCLK，則：因而電網(wǎng)電壓與逆變器輸出電流的最小相位差為

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

本文的軟件鎖相技術(shù)在一臺1kW單相光伏并網(wǎng)逆變裝置上進(jìn)行了驗(yàn)證，電網(wǎng)電壓峰值為311V，輸出電流為3A，經(jīng)過霍爾電流傳感器后轉(zhuǎn)換為峰值為3.04V的電壓，用示波器進(jìn)行觀測，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖8、圖9、圖10所示。圖8為鎖相環(huán)運(yùn)行前的波形，電網(wǎng)電壓頻率為50Hz，輸出電流頻率為51.5Hz，可見電網(wǎng)電壓與輸出電流的頻率和相位均不相等。圖9為頻率鎖定，此時輸出電流頻率也為50Hz，但有相位差，圖10為鎖相完成后波形，可見兩者達(dá)到很好的吻合。

圖8 軟件鎖相之前CH1—逆變輸出電流 CH2—電網(wǎng)電壓

圖9 頻率鎖定完成CH1—逆變輸出電流 CH2—電網(wǎng)電壓

圖10 鎖相完成CH1—逆變輸出電流 CH2—電網(wǎng)電壓

4 結(jié)論

本文提出了先頻率鎖定后相位鎖定的軟件鎖相算法及其流程圖，該算法精度高，穩(wěn)定性強(qiáng)，加入了抗毛刺干擾算法，簡化了硬件電路。處理流程簡單，容易實(shí)現(xiàn)，在一臺1kW單相光伏并網(wǎng)逆變裝置上進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了本文所述算法有效可行。

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