基于反饋電容的LTCC帶通濾波器設(shè)計和優(yōu)化

趙一凡，覃亞麗，覃 杰

(浙江工業(yè)大學(xué)光纖通信與信息工程研究所，浙江杭州310023)

0 引言

隨著通信技術(shù)的發(fā)展，低溫共燒陶瓷濾波器以其高性能，低成本，微型化的特點得以廣泛的應(yīng)用于通信系統(tǒng)。濾波器陡峭的過渡帶意味著較高的濾波器階數(shù)，這不易滿足濾波器微型化需求。故此，可采用在輸入輸出端之間接入反饋電容來引入傳輸零點以提高帶外衰減［1］。在設(shè)計多層結(jié)構(gòu)中，可利用畢奧—薩法爾定律等計算出微帶線的尺寸［2］，設(shè)計濾波器三維圖案層，然后借助HFSS電磁仿真軟件進行仿真優(yōu)化，以達(dá)到所要設(shè)計濾波器的性能。本文給出了一種基于LC諧振器的LTCC帶通濾波器，使之同時達(dá)到微型化和陡峭過渡帶的要求，該濾波器主要用于無線局域網(wǎng)和藍(lán)牙設(shè)備中。

1 集總電路設(shè)計

本文設(shè)計的濾波器集總電路如圖1所示，將圖1濾波器分成上下兩個子網(wǎng)絡(luò)，分別是電容C3構(gòu)成上子網(wǎng)絡(luò)，而其余所有元件構(gòu)成下子網(wǎng)絡(luò)。下子網(wǎng)絡(luò)是一個不具有傳輸零點的帶通濾波器，它由切比雪夫低通原型經(jīng)電路變換并通過J－K變換簡化電路而成的帶通濾波器［3］。因此，通過在輸入端和輸出端之間并聯(lián)一個反饋電容C3，從而便增加了兩個傳輸零點，使得帶外的衰減特性變得相對陡峭，提高了選頻特性。在圖1中，整個網(wǎng)絡(luò)的導(dǎo)納參數(shù)為［1］:根據(jù)節(jié)點的導(dǎo)納分析法［4］可知，要使整個電路產(chǎn)生傳輸零點要滿足［1］:

式中，y'12為未并聯(lián)反饋電容C3時的Y矩陣參量s=jω。根據(jù)式2可得一個關(guān)于s的四階方程。解此四階方程，可得4個根，其中兩個正根即為傳輸零點的頻率。反之，若要在欲引入傳輸零點的頻點設(shè)置傳輸零點，也就是確定了兩個關(guān)于該四階方程式的根，同樣可以確定反饋電容C3的值。

根據(jù)圖1的結(jié)構(gòu)并結(jié)合上述計算集總參數(shù)的方法得到的濾波器集總電路的傳輸特性S21參數(shù)曲線如圖2 所示。其中 C3=0.048pF，C1=C5=1.34pF，C2=C4=3.78pF，L3=8.75nH，L1=L2=1.1nH.圖 2中虛線表示未并聯(lián)反饋電容C3時的S21參數(shù)，其帶外衰減較為緩慢。實線表示并聯(lián)了反饋電容C3時的S21參數(shù)。此時在通帶兩側(cè)各產(chǎn)生了一個傳輸零點，使得帶外衰減特性相對此前變得較為陡峭，達(dá)到了良好的阻帶抑制效果，提高了選頻特性。

圖1 具有反饋電容的帶通濾波器等效電路

圖2 引入反饋電容前后濾波器傳輸特性

2 LTCC多層分布元件的實現(xiàn)

式中，μ是介質(zhì)磁導(dǎo)率，l是微帶線的長度，d是兩條微帶線之間的距離。通過式3可計算得M值為0.135nH。由于電感一般是用細(xì)長的微帶線來實現(xiàn)，此時，微帶線的長度遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于其寬度，為了簡化分析，寬度可忽略。由此得LTCC多層結(jié)構(gòu)的帶通濾波器及其各參數(shù)(單位mm)，如圖3所示。各層之間的間隔分別為0.25mm、0.08mm、0.13mm、0.16mm。

在圖1電路中，耦合電感L3是一個大值電感，這在LTCC多層結(jié)構(gòu)中是很難實現(xiàn)的。因此，可利用Y—Delta變換進行互感網(wǎng)絡(luò)變換［5］。變換后的互感值較小，它較容易實現(xiàn)。在LTCC技術(shù)中可以采用傳統(tǒng)的金屬－－絕緣層－－金屬結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)電容。對于電感，則使用內(nèi)埋式帶狀微帶線。而要形成互感，可將兩條微帶線靠近，則根據(jù)畢奧－薩法爾定律可得互感的值與兩條微帶線尺寸之間的關(guān)系為［2］:

3 LTCC帶通濾波器選頻特性的優(yōu)化

如圖4所示為LTCC帶通濾波器相應(yīng)的傳輸特性，從圖4可以看出中心頻率為2.45GHz，在通帶兩側(cè)產(chǎn)生了傳輸零點，帶外的衰減也達(dá)到了大于30dB的指標(biāo)。然而，在通信系統(tǒng)中為了更好地抑制低頻段的來自GSM和第三代移動通信頻段的信號。要對此濾波器的低頻段的濾波特性進行優(yōu)化。如圖5所示，為金屬－絕緣層－金屬結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)的電容。相應(yīng)的電容計算公式為［6］:

式中，εr是相對介電常數(shù)，ε0=8.854pF/m是真空的介電常量。根據(jù)式3可見，要改變圖5中反饋電容的值，可以通過改變微帶線寬度W，或者改變其長度L來實現(xiàn)。根據(jù)式2可知，如果要使s(s=jω)中的兩頻率點之間更靠近(也就是兩傳輸零點更靠近中心頻率，此時帶外衰減也就相應(yīng)地增強)，就要通過增加反饋電容的電容值來達(dá)到這一目的。

圖3 帶通濾波器的LTCC多層結(jié)構(gòu)

圖4 LTCC帶通濾波器的傳輸特性

圖5 金屬—絕緣層—金屬電容

圖5中，要增加反饋電容的電容值，可通過增加金屬層的長度L來實現(xiàn)。如圖6所示為通過增加金屬層長度來增加反饋電容的值。從圖6可知，當(dāng)金屬層長度L以0.2mm為步長，且從0.5mm增至0.9mm時，相應(yīng)的電容值逐漸增加，對應(yīng)的兩個傳輸零點向中心頻率靠攏，增加了帶外衰減，提高了選頻特性。過去在設(shè)計基于反饋電容的濾波器時，在確定了反饋電容的尺寸后，由于工藝上的誤差和損耗，往往達(dá)不到所需要的傳輸零點的位置，相應(yīng)的傳輸零點會向遠(yuǎn)離中心頻率的方向分布，因此帶外衰減性能往往會變差。本文通過金屬－絕緣層－金屬電容尺寸計算公式，結(jié)合圖6所示，確定傳輸特性優(yōu)化的方向，即可將反饋電容的尺寸在工藝制造中略微加長，可使帶外衰減一定程度上增加，傳輸零點更靠近中心頻率。

圖6 增加金屬層的長度來提高反饋電容的值對應(yīng)的S21參數(shù)

4 結(jié)束語

本文先是通過集總電路分析得出了帶通濾波器相應(yīng)的電路原理圖。然后利用畢奧－薩法爾定律來計算各微帶線尺寸，結(jié)合HFSS電磁仿真，根據(jù)電容值和金屬極板尺寸之間變化的關(guān)系來改變反饋電容的值，優(yōu)化傳輸零點的位置，從而提高了選頻特性。從電磁仿真結(jié)果可以看出，各指標(biāo)符合預(yù)期。

［1］ Lap Kun-Yeung，Wu Ke-Li.A Compact second-order LTCC bandpass filter with two finite transmission zeros［J］.IEEE Transactions On Microwave Theory and Techniques，2003，51(2):337 －341.

［2］ Lu Hsin-Chia，Chao Tzu-Wei，Chan Tuck-Boon.LTCC Layer-to-Layer Misalignment Resistant Coupled Inductor And Bandpass Filter［C］.Boston:2009 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest，2009:1 613 － 1 616.

［3］ Reinhold Ludwig，Pavel Bretchko.王子宇譯.射頻電路設(shè)計［M］.北京:電子工業(yè)出版社，2008:154－160.

［4］ XuMing，Tian Jian-wei，Ping Yang.The design of LC resonator based bandpass filter［C］.Shenzhen:International Conference on Power Electronics and Intelligent Transportation System，2009:301－305.

［5］ LuHsin －Chia，Chao Tzu-Wei.Capacitor and coupled inductor with high process tolerance in LTCC［C］.Taipei:International Microsystems Packaging Assembly Conference，2006:47 －50.

［6］ 清華大學(xué)《微帶電路》編寫組.微帶電路［M］.北京:人民郵電出版社，1979:90－93.