一種結(jié)構(gòu)新穎的雙通帶濾波器的仿真設(shè)計

申 凱，雷 堅，許 冰

(1.空軍裝備研究院防空所，北京 100085;2.空軍93605部隊，北京 102100;3.蘭州軍區(qū)68046部隊，甘肅 張掖 734000)

0 引言

為滿足用一個多模終端實現(xiàn)不同的業(yè)務(wù)需求，現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)要求射頻器件工作在多個分離的頻段，這種收發(fā)信機需要使用雙通帶濾波器來抑制雜散的噪聲信號。為了滿足這種需求，很多研究者致力于雙通帶濾波器的設(shè)計，提出了許多的設(shè)計方法［1～6］。H.Miyake［1］等采用并聯(lián)兩個中心頻率不同的帶通濾波器實現(xiàn)了雙通帶濾波器。L.-C.Tsai［2］利用一個寬帶帶通濾波器串聯(lián)一個窄帶帶阻濾波器也實現(xiàn)了雙頻段濾波器。J.T.Kuo［3］利用耦合諧振器的寄生通帶，實現(xiàn)了雙通帶濾波器。S.Sun［4］應(yīng)用耦合諧振器結(jié)構(gòu)，將諧振器的基帶諧振頻率和它的第一個雜散響應(yīng)頻率通過合理的耦合設(shè)計，實現(xiàn)了雙通帶濾波器。H.C.Bell［5］利用 Zolo-tarev有理函數(shù)通過頻率變換技術(shù)實現(xiàn)了雙通帶濾波器。Giuseppe Macchiarella 和 Stefano Tamiazzo［6］采用零點極點綜合技術(shù)，通過在內(nèi)部阻帶內(nèi)設(shè)置零點實現(xiàn)雙通帶濾波器的設(shè)計。綜上所述，目前實現(xiàn)雙通帶濾波器主要途徑有濾波器組合［1，2］、利用耦合諧振腔濾波器的寄生通帶［3，4］、原型濾波器變換［5］和零點和極點綜合［6］。采用零點和極點綜合技術(shù)實現(xiàn)雙通帶濾波器的設(shè)計，首先抽取了濾波器的耦合矩陣，據(jù)此利用μWave-Wizard軟件仿真設(shè)計了普通波導(dǎo)結(jié)構(gòu)的雙通帶濾波器，最后借助普通波導(dǎo)結(jié)構(gòu)與基片集成波導(dǎo)結(jié)構(gòu)之間的等效公式，實現(xiàn)了一種結(jié)構(gòu)新型的基片集成波導(dǎo)雙通帶濾波器設(shè)計，仿真結(jié)果顯示濾波器具有良好的性能。

1 濾波器耦合矩陣的綜合

假定濾波器設(shè)計指標為

通帶一:9.71 GHz～9.81 GHz，插損小于 3 dB，回波損耗小于－15 dB;

通帶二:9.97 GHz～ 10.07 GHz，插損小于3 dB，回波損耗小于－15 dB;

通帶隔離:頻率9.9 GHz，插損大于18 dB。

確定濾波器的耦合拓撲結(jié)構(gòu)，如圖1所示。

圖1 六階折疊型拓撲的耦合路徑

利用文獻［7］介紹的方法，首先得到歸一化零點［－2j －0.1j 0.1j 2j］和歸一化得極點［－0.92j－0.72j －0.54j 0.54j 0.72j 0.92j］。由零點和極點分布，選擇目標函數(shù)［8］

式中，ωri為傳輸極點;ωpi為傳輸零點，后面兩項用于確定帶內(nèi)回波損耗。當K=0，則滿足目標，優(yōu)化結(jié)束。優(yōu)化得到的歸一化輸入輸出端阻抗R1=Rn=0.6644，耦合矩陣 M 為

基于耦合矩陣M，可得濾波器歸一化頻響，如圖2所示。

圖2 濾波器理論頻響曲線

2 等效矩形波導(dǎo)雙通帶濾波器的設(shè)計

利用普通耦合諧振腔濾波器的設(shè)計方法［9］可以得到等效波導(dǎo)濾波器的初始結(jié)構(gòu)，然后借助μWave-Wizard軟件進行優(yōu)化，即可得到波導(dǎo)結(jié)構(gòu)雙通帶濾波器的最終結(jié)構(gòu)。

濾波器結(jié)構(gòu)如圖3所示，濾波器由6個諧振腔構(gòu)成，分兩層折疊放置，除了1腔和6腔之間為負耦合(電耦合)外，其余各腔之間均為正耦合(磁耦合)。1腔和2腔，2腔和3腔，4腔和5腔，5腔和6腔均采用金屬膜片實現(xiàn)磁耦合，3腔與4腔，2腔與5腔分別在腔的邊緣開窗，實現(xiàn)的也是磁耦合，2腔和6腔在寬邊中心開窗實現(xiàn)了電耦合，即負耦合。

圖3 濾波器的等效波導(dǎo)結(jié)構(gòu)

波導(dǎo)寬邊尺寸15.6 mm，厚度0.78 mm，填充介質(zhì)介電常數(shù)2.2，目的是為了便于向基片集成波導(dǎo)的過渡。圖3給出了最終得到的濾波器結(jié)構(gòu)圖。濾波器S參數(shù)的μWave-Wizard軟件仿真結(jié)果如圖4所示。相同結(jié)構(gòu)的HFSS三維場仿真軟件的仿真結(jié)果如圖5所示，不難看出，二者一致性比較好。

3 基片集成波導(dǎo)雙通帶帶通濾波器的設(shè)計與仿真

在普通波導(dǎo)濾波器結(jié)構(gòu)參數(shù)的基礎(chǔ)上，即可利用式(2)［10］實現(xiàn)向基片集成波導(dǎo)結(jié)構(gòu)的等效和過渡。

式中，aeff為等效矩形波導(dǎo)的寬度;a為SIW的寬度;d為過孔的直徑;p為過孔周期;SIW過孔直徑、周期和寬度應(yīng)滿足:d ＜0.2λg，d ＜0.4a，p＜2d。

選用Rogers5880介質(zhì)基板，介電常數(shù)2.2，厚度0.78 mm。由工作頻段首先確定基片集成波導(dǎo)金屬化過孔的直徑和周期分別為0.5 mm和0.88 mm，則基片集成波導(dǎo)的寬度為15.9 mm。在設(shè)計基片集成波導(dǎo)濾波器的輸入輸出轉(zhuǎn)換時，首先需要確定基片集成波導(dǎo)(SIW)等效普通波導(dǎo)的寬度和高度，從而獲得基片集成波導(dǎo)的等效阻抗，求得基片轉(zhuǎn)換器中靠近基片集成波導(dǎo)一側(cè)微帶的寬度，本例等效阻抗為28.9歐姆，對應(yīng)的微帶線寬為5.08mm;另一方面，轉(zhuǎn)換器以50歐姆的微帶線輸出，由此可以知道輸出微帶線的寬度為2.4mm?；刹▽?dǎo)雙通帶濾波器的結(jié)構(gòu)圖如圖6所示。該結(jié)構(gòu)的HFSS仿真結(jié)果如圖7所示。

比較圖4和圖5，不難發(fā)現(xiàn)二者的主要區(qū)別在通帶內(nèi)部，基于模式匹配法的μWave-Wizard軟件仿真的插損接近于0，而基于有限元法的HFSS仿真結(jié)果為1.5 dB左右，這是因為模式匹配法沒有考慮導(dǎo)體的損耗所致。而圖5和圖7的不一致主要是由于經(jīng)驗公式的微小誤差及基片集成波導(dǎo)與微帶結(jié)構(gòu)的轉(zhuǎn)換匹配不理想所導(dǎo)致。由以上仿真分析可見，基于基片集成波導(dǎo)結(jié)構(gòu)的雙通道濾波器基本達到了設(shè)計指標要求。

4 結(jié)語

本文給出了一種新型基片集成波導(dǎo)雙通帶濾波器的設(shè)計。首先采用優(yōu)化方法得到了傳輸零點和濾波器階數(shù)，然后通過試探即可得到極點的分布;由零點、極點位置，利用優(yōu)化技術(shù)，可得到滿足指標要求的耦合矩陣。相對解析法抽取耦合矩陣，優(yōu)化方法更加簡單快捷;最后基于該耦合矩陣，采用耦合諧振腔濾波器的設(shè)計方法得到了等效波導(dǎo)結(jié)構(gòu)濾波器的初始結(jié)構(gòu)，并利用μWave-Wizard軟件進了優(yōu)化，得到了等效波導(dǎo)結(jié)構(gòu)雙通帶濾波器的結(jié)構(gòu)參數(shù)，最后借助基片集成波導(dǎo)結(jié)構(gòu)與矩形波導(dǎo)之間的等效公式，獲得了基片集成波導(dǎo)雙通帶濾波器。該濾波器具有成本低、重量輕、體積小和容易加工等優(yōu)點，非常適合在無線通訊系統(tǒng)中使用。

［1］MIYAKE H，KITAZAWA S，ISHIZAKI T，et al.A Miniaturized Monolithic Dual Band Filter Using Ceramic Lamination Technique for Dual Mode Portable Telephones［C］//IEEE MTT-S Int.Microwave Symp.Denver，USA，1997:789-792.

［2］TSAI L C，HUSE C W.Dual-Band Bandpass Filters Using Equal-length Coupled-Serial-Shunted Lines and Z-Transform Techniques［J］.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2004，52(4):1111-1117.

［3］KUO J T，CHENG H S.Design of Quasi-Elliptic Function Filters With a Dual-Passband Response［J］.IEEE Microwave and Wireless Components Letters，2004，14(10):472-474.

［4］SUN S，ZHU L.Compact Dual-Band Microstrip Bandpass Filter Without External Feeds［J］.IEEE Microwave and Wireless Components Letters，2005，15(10):644-646.

［5］BELL H C.Zolotarev Bandpass Filters［J］.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2001，49(12):2357-2362.

［6］GIUSEPPE MACCHIARELLA，STEFANO TAMIAZZO.Design Techniques for Dual-Passband Filters［J］.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2005，53(11):3265-3271.

［7］YUNCHI ZHANG，ZAKI K A，RUIZ-CRUZ J A，et al.Analytical Synthesis of Generalized Multi-band Microwave Filters［C］//Microwave Symposium，2007 IEEE/MTT-S International.2007:1273-1276.

［8］AMARI S，ROSENBERG U.New Building Blocks for Modular Design of Elliptic and Self-Equalized Filters［J］.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2004，52(2):721-736.

［9］HONG JIA-SHENG，LANCASTER M J.Microstrip Filters for RF/Microwave Applications［M］.New York:Wiley ＆Sons，Inc，2001.

［10］CASSIVI Y，WU K.Dispersion Characteristics of Substrate Integrated Rectangular Waveguide［J］.IEEE Microwave and Wireless Components Letters，2002，12(9):333-335.