提高IGBT并聯(lián)型逆變器工作頻率的一種方法

梁寶明 李丹 張穎輝

（中國船舶重工集團公司第七一二研究所，武漢 430064）

0 引言

IGBT逆變器由于其頻率覆蓋面廣、啟動方便、有節(jié)能效果等優(yōu)點，得到了越來越廣泛的應用，尤其近幾年發(fā)展較快。其中IGBT并聯(lián)型逆變器線路簡單可靠，負載適應性強，顯示出良好的應用前景，目前正向著大容量、高頻化的方向發(fā)展。在某些應用領域，要求IGBT并聯(lián)型逆變器具有較高的工作頻率（如100 kHz以上）。

IGBT的開關損耗是限制IGBT逆變器工作頻率的一個重要因素[2]，IGBT的開關損耗與開關頻越大。因此，即使IGBT開關時間已經滿足開關頻率的要求，由于受IGBT開關損耗的限制，實際應用中IGBT并聯(lián)型逆變器工作頻率往往達不到負載對頻率的要求[2]。

提高逆變器工作頻率的方法主要有：

（1）通過IGBT降額使用提高逆變器工作頻率。該方法是通過降低IGBT的工作電流來降低其開關損耗，從而允許IGBT工作在較高的開關頻率下。但此時逆變器輸出功率會降低，需采用并橋法（或并器件法）滿足輸出功率要求。通過IGBT的電流與IGBT的開關損耗不成正比[3]，如圖1所示，隨著IGBT工作電流的增大，它對IGBT開關損耗的影響將減小[2]，因此這種方法不能有效地提高逆變器工作頻率。

（2）通過倍頻電路提高逆變器工作頻率。這種方法主要存在線路復雜，調試不方便等缺點。

本文針對IGBT并聯(lián)型逆變器，提出了采用多橋并聯(lián)、分時工作來降低IGBT的開關損耗的方法，該方法結構簡單，調試方便，通過降低單橋IGBT逆變頻率來降低其開關損耗，有效地提高了逆變器工作頻率。

圖1 IGBT電流與開關損耗關系圖

1 工作原理

雙橋并聯(lián)分時工作IGBT并聯(lián)型逆變器結構如圖2所示，負載側為一并聯(lián)諧振負載。其中逆變橋1輸出側的電壓電流分別為iH1、uH1，逆變橋2輸出側的電壓電流分別為iH2、uH2，并橋后負載側的電壓電流分別為iH、uH。橋1、橋2及并橋后輸出側的電壓電流波形如圖3所示。

圖2 兩橋并聯(lián)逆變器接線圖

以下結合圖2和圖3來說明雙橋并聯(lián)分時工作IGBT并聯(lián)型逆變器的工作過程：

在（1）時間段，橋1中T1、T3導通；（2）時間段為換流期間，即橋1中的4個IGBT全部開通；在（3）時間段，T1、T3關斷，T2、T4仍導通；（4）時間橋1中的T2、T4和橋2中的T1、T3均開通，是橋1與橋2之間的換流過程；在（5）時間段，橋1中的T2、T4關斷，橋2中的T1、T3仍導通；橋2在（6）時間段換流，即橋2中的4個IGBT全部開通；（7）時間段橋2中的T1、T3關斷，T2、T4仍維持導通；在（8）時間段，橋 2中的 T2、T4和橋 1中的 T1、T3均開通，完成兩橋之間的換流。時間段（1）－時間段（8）就是該圖2所示電路在一個周期內的工作過程。

橋1和橋2是兩個工作頻率為50 kHz，輸出功率為100 kW的逆變橋。將橋1和橋2并聯(lián)，并對兩橋中IGBT適時地加觸發(fā)關斷脈沖，可使逆變器工作頻率達到100 kHz，輸出功率為100 kW。

圖3 逆變橋工作過程及輸出波形

2 降低開關損耗的實現(xiàn)

圖4為IGBT并聯(lián)型單橋逆變器與雙橋并聯(lián)分時工作IGBT并聯(lián)型逆變器中IGBT開關損耗的比較，其中 p1、p2為IGBT瞬時功耗，P1、P2為IGBT平均功耗。設負載側要求逆變器工作頻率為f，輸出功率為P，逆變橋中IGBT的最大允許功耗為 PD，采用 IGBT并聯(lián)型單橋逆變器時IGBT瞬時功耗及平均損耗如圖 4（a）所示。圖中t1為觸發(fā)開通過程，t2為通態(tài)過程，t3為關斷過程。若P1＞PD，則無法用該逆變器達到負載側的要求。采用雙橋并聯(lián)、分時工作IGBT并聯(lián)型逆變器時IGBT瞬時功耗及平均損耗如圖4（b）所示。由圖 4可知，P2＝P1/2，只要 P2

由此可見，雙橋并聯(lián)分時工作IGBT并聯(lián)型逆變器降低了IGBT的開關損耗[2]，因而可以提高IGBT并聯(lián)型逆變器的工作頻率。同時，該方法還可推廣到多橋并聯(lián)分時工作，其結構框圖及理論波形如圖5所示。

圖4 逆變器中IGBT開關損耗比較

圖5 多橋并聯(lián)輸出波形及結構框圖

3 仿真結果及分析

應用MATLAB建立圖(2)所示的雙橋并聯(lián)分時工作IGBT并聯(lián)型逆變器模型，工作頻率為100 kHz，輸出功率為100 kW，取重疊時間tγ＝300 ns，對該模型進行仿真，仿真結果如圖6所示。

圖6中，（a）、（b）分別為逆變橋1、2輸出側電壓電流波形，（c）為并橋后逆變器輸出側電壓電流波形。從圖中可以看出，每個逆變橋中IGBT的開關頻率50 kHz，輸出功率為100 kW，而并橋后工作頻率為100 kHz，輸出功率為100 kW。

圖6（d）為逆變橋1中T1的開關損耗波形，（e）為在相同功率和頻率下采用IGBT并聯(lián)型單橋逆變器時每個IGBT的開關損耗波形，通過（d）和（e）的比較可以看出，雙橋并聯(lián)分時工作時IGBT開關損耗（圖6（d））是采用IGBT并聯(lián)型單橋逆變器時（圖6（e））開關損耗的1/2。

仿真結果表明，與單橋逆變器相比，逆變橋中IGBT開關頻率降低了一半，因而其開關損耗也降低了一半，從而克服了IGBT開關損耗對逆變器頻率的限制，在輸出功率不變的條件下提高了逆變器的工作頻率。

圖6 仿真結果

5 結論

由以上分析及仿真結果可知，由于IGBT開關損耗的影響，限制了逆變器的工作頻率。對于IGBT并聯(lián)型逆變器來說，當采用單橋逆變無法達到要求的逆變頻率時，可以通過多橋并聯(lián)、分時工作的方法來提高IGBT并聯(lián)型逆變器的工作頻率。

[1]潘天明. 現(xiàn)代感應加熱裝置[M]. 北京: 冶金工業(yè)出版社, 1996.

[2]鄭利軍. PWM 方式開關電源中IGBT的損耗分析[J].電力電子技術, 1999, (5): 58～60.

[3]曹永娟, 李強, 林明耀. 基于 PSPICE仿真的 IGBT功耗計算[J]. 微電機, 2004, 37(6):40-42.

[4]Undeland,T., Kleveland,F., Langelid,J. Increase of Output Power from IGBTs in High Power High Frequency Resonant Load Inverters[J]. IEEE IAS Annual Meeting 2000 Roma.