單極性SPWM逆變橋驅(qū)動方式研究

潘文誠

（浙江科技學(xué)院 自動化與電氣工程學(xué)院，杭州310023）

單相全橋式SPWM逆變電路的拓?fù)浼拜敵霾ㄐ稳鐖D1所示，由含開關(guān)管S1H、S1L及續(xù)流二極管D1H、D1L的橋臂1和含開關(guān)管S2H、S2L及續(xù)流二極管D2H、D2L的橋臂2組成，也稱H橋。續(xù)流二極管一般為開關(guān)管MOSFET或IGBT內(nèi)帶的體二極管。H橋單極性驅(qū)動時，全橋4個開關(guān)管的開關(guān)頻率分成高頻載波頻率和低頻調(diào)制波頻率兩種。在每個斬波（載波開關(guān)）周期內(nèi)，橋路的輸出電壓Uab在正和零（或零和負(fù)）間跳變，正、負(fù)兩種電平不會同時出現(xiàn)在一個斬波周期內(nèi)。在工程實(shí)踐中［1－4］，單極性逆變橋路具有多種驅(qū)動方式，筆者按照斬波作業(yè)在橋臂中所處的位置及其互補(bǔ)與否，將它們歸納成單臂斬波驅(qū)動和雙臂斬波驅(qū)動兩大類，以及帶同臂互補(bǔ)與不帶同臂互補(bǔ)等多種驅(qū)動方式。理論分析與樣機(jī)實(shí)驗(yàn)發(fā)現(xiàn)，不同的驅(qū)動方式造成了逆變橋臂單端輸出波形、雙端輸出諧波上的差異，通過研究這些差異，對在工程上正確合理地選擇單極性SPWM逆變橋路的驅(qū)動方式無疑是有益的。

圖1 單相全橋型SPWM逆變電路及輸出波形Fig．1 Monophasic full bridge SPWM inverter circuit and output waveform

1 單臂斬波驅(qū)動

1．1 單臂斬波驅(qū)動的工作過程

單臂斬波驅(qū)動方式是在整個調(diào)制波周期內(nèi)，只有一個橋臂的開關(guān)管參與斬波作業(yè)，其時序如圖2（a）所示。橋臂1的上開關(guān)管S1H和下開關(guān)管S1L以調(diào)制波半周期交換的形式工作在高頻載波頻率，橋臂2的下開關(guān)管S2L和上開關(guān)管S2H以調(diào)制波半周期互補(bǔ)的形式工作在低頻調(diào)制頻率。結(jié)合圖1（b）可以看到，開關(guān)管S1H和S2L調(diào)制出SPWM波的正半周，開關(guān)管S1L和S2H調(diào)制出SPWM波的負(fù)半周。

如果在調(diào)制波的正半周，對橋臂1的下開關(guān)管S1L以載波頻率作上開關(guān)管S1H的同臂互補(bǔ)作業(yè)；在調(diào)制波的負(fù)半周，對橋臂1的上開關(guān)管S1H以載波頻率作下開關(guān)管S1L的同臂互補(bǔ)作業(yè)，可得到如圖2（b）所示時序的帶同臂互補(bǔ)的單臂斬波驅(qū)動方式。

圖2 單臂斬波驅(qū)動及帶同臂互補(bǔ)的單臂斬波驅(qū)動Fig．2 Single－arm chopped driving mode and identical driving mode utilizing complementary same－arm

1．2 單臂斬波驅(qū)動時的橋臂輸出

圖3是橋路在單臂斬波驅(qū)動方式（帶同臂互補(bǔ)與不帶同臂互補(bǔ)）下，圖1中a、b點(diǎn)輸出Ua、Ub經(jīng)LC濾波后的樣機(jī)實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

在圖2時序驅(qū)動下，橋臂1中點(diǎn)a對地的時域響應(yīng)Ua如圖3上部波形1所示。這是單臂斬波的反映，調(diào)制波正半周時，橋臂2下管S2L單脈波常開，橋臂1上管S1H多脈波斬波，Ua在負(fù)載之上隨著上管S1H對直流電源DCV的斬波呈正弦正半波變化；調(diào)制波負(fù)半周時電流換向，橋臂2上管S2H單脈波常開，橋臂1下管S1L多脈波斬波，Ua在負(fù)載之下隨著下管S1L的斬波呈正弦負(fù)半波變化，將正弦負(fù)半波抬高了一個幅值。

圖3下部的波形2是橋臂2中點(diǎn)b對地的時域響應(yīng)Ub，調(diào)制波正半周時橋臂2上管S2H常斷、下管S2L單脈波常開，Ub為地電壓；調(diào)制波負(fù)半周時橋臂2上管S2H單脈波常開、下管S2L常斷，Ub為直流電源DCV電壓。Ub呈調(diào)制波頻率的方波波形。

圖3 單臂載波驅(qū)動時a、b點(diǎn)的響應(yīng)Fig．3 Response of midpoint a and b in single－arm chopped driving mode

2 雙臂斬波驅(qū)動

2．1 雙臂斬波驅(qū)動的工作過程

雙臂斬波驅(qū)動方式是在整個調(diào)制波周期內(nèi)，兩個橋臂均有開關(guān)管參與高頻斬波作業(yè)，其時序如圖4（a）所示。橋臂1的上開關(guān)管S1H和橋臂2的上開關(guān)管S2H以調(diào)制波半周期交換的形式工作在高頻載波頻率，橋臂2的下開關(guān)管S2L和橋臂1的下開關(guān)管S1L以調(diào)制波半周期互補(bǔ)的形式工作在低頻調(diào)制頻率。同樣，開關(guān)管S1H和S2L調(diào)制出SPWM波的正半周，開關(guān)管S2H和S1L調(diào)制出SPWM波的負(fù)半周。

如果在調(diào)制波的正半周，對橋臂1的下開關(guān)管S1L以載波頻率作上開關(guān)管S1H的同臂互補(bǔ)作業(yè)，在調(diào)制波的負(fù)半周，對橋臂2的下開關(guān)管S2L以載波頻率作上開關(guān)管S2H的同臂互補(bǔ)作業(yè)，可得到如圖4（b）所示時序的帶同臂互補(bǔ)的雙臂斬波驅(qū)動方式。

圖4 雙臂斬波驅(qū)動及帶同臂互補(bǔ)的雙臂斬波驅(qū)動Fig．4 Double－arm chopped driving mode identical driving mode utilzing complementary same－arm

2．2 雙臂斬波驅(qū)動時的橋臂輸出

圖5是橋路在雙臂斬波驅(qū)動方式（帶同臂互補(bǔ)與不帶同臂互補(bǔ)）下，圖1中a、b點(diǎn)輸出Ua、Ub經(jīng)LC濾波后的樣機(jī)實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

在圖4時序驅(qū)動下，橋臂1中點(diǎn)a對地的時域響應(yīng)Ua如圖5上部波形1所示。這是雙臂斬波的反映，調(diào)制波正半周時，橋臂2下管S2L單脈波常開，橋臂1上管S1H多脈波斬波，Ua在負(fù)載之上隨著上管S1H對直流電源DCV的斬波呈正弦正半波變化；調(diào)制波負(fù)半周時電流換向，橋臂2上管S2H多脈波斬波，橋臂1下管S1L單脈波常開，Ua在負(fù)載之下橋臂1下管S1L之上呈地電壓。

圖5下部的波形2是橋臂2中點(diǎn)b對地的時域響應(yīng)Ub，調(diào)制波正半周時由于橋臂2下管S2L單脈波常開，Ub為地電壓；調(diào)制波負(fù)半周橋臂2上管S2H多脈波斬波，橋臂1下管S1L單脈波常開，Ub在負(fù)載之上隨著橋臂2上管S2H對直流電源DCV的斬波呈正弦正半波變化。所以雙臂載波驅(qū)動時，a點(diǎn)和b點(diǎn)對地的時域響應(yīng)呈互差半周期的正弦半波波形。

圖5 雙臂載波驅(qū)動時a、b點(diǎn)的響應(yīng)Fig．5 Response of midpoint a and b in double－arm chopped driving mode

3 頻率特性的仿真分析

用仿真軟件 MATLAB／SIMULINK對上述單臂斬波和雙臂斬波的4種驅(qū)動方式進(jìn)行仿真和諧波分析。主要仿真參數(shù)為：橋路輸入電壓300 V（DC），載波頻率fc＝3 000Hz，調(diào)制波頻率fs＝50Hz，調(diào)制深度為1，開關(guān)元件為MOSFET場效應(yīng)管，輸出負(fù)載為1Ω電阻串聯(lián)2mH電感。圖6是仿真結(jié)果，給出了4種驅(qū)動方式時橋路輸出Uab的頻率響應(yīng)圖。

圖6 單極性SPWM逆變橋在不同驅(qū)動模式下的輸出頻率響應(yīng)Fig．6 Output frequency response of unipolar SPWM inverter bridge in different driving modes

SPWM（正弦脈寬調(diào)制）是應(yīng)用沖量等效原理，使多脈波的矩形脈沖電壓寬度按正弦規(guī)律變化。由傅里葉分析［5］可知，全橋式SPWM逆變電路采用單極性載波驅(qū)動時，輸出電壓中除基波外僅含有與開關(guān)頻率的倍數(shù)相對應(yīng)的某些高次諧波，而消除了許多低次諧波，開關(guān)頻率越高（調(diào)制周期內(nèi)脈波數(shù)越多），越能消除更多的低次諧波，使輸出電壓Uab更近似于連續(xù)的正弦波。單極性SPWM調(diào)制時，輸出電壓波形中的最低次諧波的次數(shù)為（N－3），N為調(diào)制比，等于高頻載波頻率與低頻調(diào)制波頻率之比。仿真結(jié)果驗(yàn)證了以上論述，從圖6可見，4種驅(qū)動方式的頻譜分布基本一致，除基波分量外還包含一些諧波分量，諧波分量主要包括頻率為kNfs＝kfc（k＝1，2，3，…）的中心諧波，以及頻率為kfc±μfs（μ＝1，2，3…）的邊頻諧波。

圖6各子圖還給出了各種驅(qū)動方式下表征逆變橋路實(shí)際波形同其基波分量的差異程度的總諧波系數(shù)THD。V1為基波有效值，Vn為諧波有效值。由圖6可見，無論單臂還是雙臂斬波驅(qū)動方式，THD在帶同臂互補(bǔ)時（51．76%）總明顯優(yōu)于不帶同臂互補(bǔ)時（55．12%）。這是因?yàn)樵跀夭ㄖ芷诶飻夭ㄩ_關(guān)管斷開時，互補(bǔ)使得同臂互補(bǔ)管的柵源電壓VGS不為零，利用場效應(yīng)管的反向?qū)ㄗ饔?，相?dāng)于打開了同臂互補(bǔ)管使其與體二極管并聯(lián)續(xù)流，在一定程度上減小了二極管的導(dǎo)通損耗［6－8］，使得諧波狀態(tài)有所改變。

大多數(shù)的驅(qū)動場合都是應(yīng)用功率MOSFET正向?qū)ㄌ匦?，但這并不是說MOSFET不能工作于反向?qū)顟B(tài)［9］。在N溝道MOSFET的柵極未施加電壓，漏極和源極之間施加反向電壓時，集成體二極管處于正偏導(dǎo)通，續(xù)流電流主要由MOSFET的漂移區(qū)與溝道區(qū)之間的PN結(jié)承擔(dān)，其特性與一般分立二極管的特性完全一致。但當(dāng)柵極加上正偏壓，且VF／RDS＞ISD時（VF是體二極管的前向壓降，高壓器件VF為1．6V左右，低于100V的低壓器件VF為1．0V左右），反向?qū)▔航礦SD將隨著柵源電壓VGS的升高而逐步降低［10］。就是說，互補(bǔ)管續(xù)流在小電流的情況下，MOSFET的反向?qū)ǖ膿p耗會比體二極管小；在大電流情況下，逐步趨近于體二極管的導(dǎo)通特性。帶同臂互補(bǔ)驅(qū)動方式的仿真結(jié)果也驗(yàn)證了這一點(diǎn)。

4 結(jié) 語

本研究就單極性全橋式SPWM逆變橋路，分析了其單臂和雙臂斬波及帶同臂互補(bǔ)和不帶同臂互補(bǔ)的4種驅(qū)動方式的工作過程，用樣機(jī)實(shí)驗(yàn)的方法得到了各種驅(qū)動方式時橋臂中點(diǎn)的輸出波形，并通過仿真獲得了它們的頻率特性。

單臂斬波驅(qū)動時橋臂對地的輸出Ua呈現(xiàn)為正半波不變負(fù)半波抬高一個幅值的變異正弦波形，Ub為調(diào)制波頻率的方波波形；雙臂斬波驅(qū)動時，橋臂響應(yīng)Ua和Ub呈互差調(diào)制波半個周期的正弦半波波形。據(jù)此，工程中可按照實(shí)際系統(tǒng)閉環(huán)時對輸出信號（幅值、相位）的反饋要求，選擇合適的斬波驅(qū)動方式。另外，雙臂斬波驅(qū)動是兩個橋臂上的開關(guān)管輪換工作在高頻斬波狀態(tài)，開關(guān)管較單臂時有均衡的使用壽命，有利于提高系統(tǒng)的平均無故障工作時間MTTF和開關(guān)管的同一選型。

就總的諧波系數(shù)THD而言，帶同臂互補(bǔ)的驅(qū)動方式要優(yōu)于不帶同臂互補(bǔ)的驅(qū)動方式，這是因?yàn)榛パa(bǔ)管反向?qū)〞r的同步續(xù)流作用。同臂互補(bǔ)驅(qū)動時，上下開關(guān)管易發(fā)生“直通”現(xiàn)象，須更加重視硬件電路的布局和緩沖吸收電路的設(shè)計(jì)，并在軟件中精心設(shè)置死區(qū)時間。

隨著電子技術(shù)的飛速發(fā)展，很多微處理器、微控制器都帶有功能很強(qiáng)的電機(jī)電源控制脈寬調(diào)制模塊，其PWM輸出引腳可成對互補(bǔ)或獨(dú)立工作，并具有互補(bǔ)模式的硬件死區(qū)時間發(fā)生器。這些都給設(shè)計(jì)SPWM逆變橋的各種驅(qū)動方式提供了極大的方便。

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