Chirp-UWB通信系統(tǒng)中鎖相解調(diào)接收機(jī)的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

唐展波，樊孝明，吳 政，李 昂

（桂林電子科技大學(xué) 信息與通信學(xué)院，廣西 桂林541004）

目前，超寬帶(UWB)無(wú)線傳輸技術(shù)被認(rèn)為是未來(lái)短距離無(wú)線通信最理想的技術(shù)。Chirp-UWB信號(hào)是瞬時(shí)頻率隨時(shí)間做線性變化的正弦波信號(hào)，頻譜帶寬較大，因具有良好的自相關(guān)性、經(jīng)過(guò)匹配濾波器后信號(hào)寬度壓縮、不存在峰均功率比（PAPR）等特點(diǎn)開(kāi)始吸引更多的關(guān)注[1]。然而設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、復(fù)雜度低的Chirp-UWB系統(tǒng)接收機(jī)一直是設(shè)計(jì)的難點(diǎn)之一。對(duì)Chirp-UWB信號(hào)的解調(diào)中多采用匹配濾波的方法，但是該方法具有靈活性差且成本高等缺點(diǎn)。本文研究和設(shè)計(jì)了一種基于電荷泵的寬帶PLL解調(diào)Chirp-OOK調(diào)制信號(hào)的方案。

1 Chirp-OOK調(diào)制信號(hào)

發(fā)射Chirp信號(hào)的表達(dá)式為：

其中d(t)為發(fā)送的基帶數(shù)據(jù)，即

式中，ω0為中心頻率，T為基帶脈沖的時(shí)寬，μ為調(diào)頻斜率，μ=2πB/T，B為調(diào)頻帶寬。發(fā)射機(jī)采用 Chirp-OOK調(diào)制，在發(fā)送碼元“1”時(shí)，整個(gè)碼元周期內(nèi)信號(hào)頻率從580 MHz～710 MHz連續(xù)變化；發(fā)送碼元“0”時(shí)，信號(hào)在整個(gè)碼元周期內(nèi)保持580 MHz的單一頻率，從而實(shí)現(xiàn)Chirp-OOK調(diào)制，其中心頻率為645 MHz，帶寬B=130 MHz，符合FCC規(guī)定的超寬帶定義。其中實(shí)測(cè)發(fā)射信號(hào)頻譜如圖1所示。

2 PLL解調(diào)電路的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

根據(jù)發(fā)射機(jī)的調(diào)制方式，文中提出了基于調(diào)制跟蹤環(huán)的解調(diào)方案，其原理框圖如圖2所示。在該方案中讓鎖相環(huán)（PLL）工作在調(diào)制跟蹤狀態(tài)，使VCO的輸出信號(hào)s0(t)的相位可以跟蹤輸入信號(hào)si(t)的相位，從而達(dá)到解調(diào)的目的。

2.1 PLL解調(diào)工作原理

為了分析鎖相環(huán)（PLL）解調(diào)的工作原理，首先必須建立 PLL的線性化相位數(shù)學(xué)模型[2，3]，如圖 3所示。

設(shè)信號(hào)經(jīng)過(guò)空間傳輸后只是在幅度上引入衰減而沒(méi)有其他的失真，則在接收端收到的信號(hào)可以表示成：

式中θi(t)=Kmm(t)/p為 si(t)的瞬時(shí)相位偏移，其中Km為si(t)的調(diào)頻靈敏度，單位為rad/(s·V)。為分析方便且不失一般性，設(shè)R=1,N=1。由圖3可得

對(duì)式(4)進(jìn)行傅里葉變換得

可見(jiàn)，直接由uc(t)輸出達(dá)到解調(diào)的目的。

2.2 環(huán)路參數(shù)的設(shè)計(jì)

鎖相環(huán)解調(diào)的成功與否，關(guān)鍵在于環(huán)路濾波器的設(shè)計(jì)，環(huán)路濾波器設(shè)計(jì)的好壞將直接影響到后續(xù)電路的信號(hào)處理。由于環(huán)路要工作在調(diào)制跟蹤狀態(tài)，而環(huán)路的輸入信號(hào)為相位加速度信號(hào)，要使環(huán)路能跟蹤上這類信號(hào)，環(huán)路濾波器必須含有理想的積分環(huán)節(jié)，此時(shí)的環(huán)路為二型環(huán)。采用電荷泵輸出的鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)易于設(shè)計(jì)成比較理想的二型環(huán)，故這類鎖相環(huán)得到了廣泛的應(yīng)用。然而在設(shè)計(jì)環(huán)路濾波器之前必須首先確定環(huán)路濾波器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在帶電荷泵輸出的鎖相環(huán)中多采用無(wú)源環(huán)路濾波器，與有源環(huán)路濾波器相比它具有價(jià)格低廉、電路簡(jiǎn)單、帶內(nèi)噪聲少的優(yōu)點(diǎn)，然而在一些應(yīng)用中由于VCO需要更高的調(diào)諧電壓，而當(dāng)PLL的電荷泵的輸出電壓不能達(dá)到設(shè)計(jì)所需的要求時(shí)，就必須使用有源環(huán)路濾波器來(lái)滿足所需的控制電壓。為了更好地降低由于有源器件的引入而增加的帶內(nèi)噪聲，典型的有源三階環(huán)路濾波器其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖4所示[4]。

二階環(huán)路濾波器通過(guò)計(jì)算可得到環(huán)路阻抗的準(zhǔn)確數(shù)學(xué)表達(dá)式，而三階或更高階次的環(huán)路濾波器就不可能精確得到它們的阻抗表達(dá)式，但是可以通過(guò)引入一些近似處理仍然可以得到其阻抗的近似精確的表達(dá)式。雖然這類環(huán)路濾波器中因運(yùn)放所處的位置不同使得阻抗計(jì)算的方法有所不同，但在圖4所示的結(jié)構(gòu)中，由于運(yùn)放的隔離作用，可以很方便準(zhǔn)確地表示出極點(diǎn)、零點(diǎn)與元件的關(guān)系。采用這類環(huán)路濾波器的阻抗都可以表示成式(7)所示的通用形式：

由于選擇的電荷泵器件是可編程的，因此可以通過(guò)編程來(lái)選擇電荷泵的輸出極性。假設(shè)通過(guò)編程使電荷泵的輸出為負(fù)極性，則開(kāi)環(huán)環(huán)路增益為

式中：

為了求解環(huán)路參數(shù)必須確定 Ct、T31、環(huán)路帶寬ωc和相位裕度θ的值；T31的范圍通常在 0～1之間，常取 0.8。而ωc、θ的值則根據(jù)設(shè)計(jì)的具體指標(biāo)預(yù)先指定一個(gè)合理的值，對(duì)三階以上的高階環(huán)路工程設(shè)計(jì)中通常取開(kāi)環(huán)增益過(guò)零點(diǎn)處的頻率作為設(shè)計(jì)的環(huán)路帶寬ωc，相位裕度θ通常取 30°～60°之間，令開(kāi)環(huán)環(huán)路增益在環(huán)路帶寬頻率處的模值為1求得Ct值后，則可以按照式(11)得到實(shí)際使用的元件值。

由于這種計(jì)算方法引入了近似 T1+T3＜T2，而C3的值必須大于VCO的輸入電容值，以至于不影響VCO的輸入電容并能有效濾除有源器件引入的熱噪聲，通常取CVCO＜C3≤C1/5。根據(jù)已知的參數(shù)，通過(guò)計(jì)算和仿真就可以得到 C1、R2、C2、R3、C3的值。

應(yīng)當(dāng)指出，由于環(huán)路采用的是有源環(huán)路濾波器，環(huán)路中加入運(yùn)放可以提高輸出電壓和增益，但同時(shí)還會(huì)引入熱噪聲和附加相移。一個(gè)選擇不理想的運(yùn)放可以很容易使相位噪聲增加10 dB，而運(yùn)放在某個(gè)設(shè)計(jì)所期望的放大倍數(shù)上引入的附加相移將嚴(yán)重影響環(huán)路的穩(wěn)定性，使得按穩(wěn)定參數(shù)設(shè)計(jì)出來(lái)的環(huán)路可能無(wú)法正常工作。隨著集成運(yùn)放的發(fā)展，運(yùn)放的附加相移可以是正的也可以是負(fù)的，因此，在設(shè)置相位裕度θ時(shí)，需要認(rèn)真考慮運(yùn)放附加相移的影響，否則環(huán)路可能會(huì)不穩(wěn)定。通常期望在環(huán)路濾波器中加入的運(yùn)放為理想運(yùn)放。但實(shí)際的運(yùn)放不可能滿足設(shè)計(jì)的要求，因此期望運(yùn)放的輸入阻抗足夠大，輸出阻抗足夠小，噪聲系數(shù)低，在所期望的放大倍數(shù)上引入較小或者不引入附加相移，AD公司的AD820和AD823是一個(gè)比較合理的選擇。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

設(shè)計(jì)中采用ADF4112作為鑒相器，將鎖相環(huán)的中心頻率選擇為發(fā)射信號(hào)的中心頻率645 MHz，鑒相頻率設(shè)計(jì)為20 MHz，壓控靈敏度K0=43.3 MHz/V?？紤]到實(shí)際發(fā)送的碼元速率為2 MHz，而環(huán)路工作在調(diào)制跟蹤狀態(tài)，因此應(yīng)該在碼元速率附近來(lái)選擇所需的環(huán)路帶寬，筆者實(shí)驗(yàn)測(cè)試了4組數(shù)據(jù)，并以此觀察在不同環(huán)路帶寬的條件下環(huán)路對(duì)信號(hào)解調(diào)的影響。在這些條件不變的情況下，測(cè)試了環(huán)路帶寬 ωc分別為 500 kHz、1.5 MHz、2 MHz和4 MHz時(shí)各環(huán)路的參數(shù)，結(jié)果如表1所示。

從表1中可以看出，環(huán)路帶寬越窄，對(duì)應(yīng)的同步帶和捕獲帶也越窄，使得信號(hào)跟蹤不上環(huán)路的最低和最高端的頻率，從而產(chǎn)生失真。相反，如果環(huán)路的帶寬大，環(huán)路的同步帶和捕獲帶也大，但是環(huán)路的信噪比下降使得環(huán)路容易受干擾而產(chǎn)生不穩(wěn)定?？紤]到上述情況，實(shí)驗(yàn)選取環(huán)路帶寬ωc為2 MHz來(lái)設(shè)計(jì)環(huán)路的具體元件參數(shù)，并在該參數(shù)下仿真了環(huán)路的開(kāi)環(huán)頻率和相位曲線，如圖5所示。從圖5可以看出，環(huán)路開(kāi)環(huán)增益過(guò)零點(diǎn)對(duì)應(yīng)的相位裕度大于60°，因此環(huán)路在帶寬ωc設(shè)計(jì)在2 MHz時(shí)系統(tǒng)是穩(wěn)定的。

表1 不同環(huán)路帶寬下環(huán)路的參數(shù)測(cè)試結(jié)果

圖5 環(huán)路的開(kāi)環(huán)頻率和相位曲線

環(huán)路在帶寬ωc為2MHz的條件下，利用安捷倫數(shù)字示波器實(shí)測(cè)解調(diào)的波形，如圖6所示。

從解調(diào)的波形圖可以看出，環(huán)路在發(fā)送連“1”碼字時(shí)不能快速地下降到0，這是由于發(fā)射機(jī)采用的是直接調(diào)制方式，利用DA芯片產(chǎn)生的鋸齒波形去作為VCO的控制電壓來(lái)改變VCO頻率變化，然而實(shí)際中運(yùn)放帶寬的限制使得產(chǎn)生的鋸齒波不可能從最高點(diǎn)電壓快速地下降到所需的低電平，因而產(chǎn)生拖尾，但這不影響信號(hào)的解調(diào)。實(shí)驗(yàn)中采用電荷泵結(jié)構(gòu)的鎖相環(huán)，其輸出是正負(fù)脈沖，經(jīng)過(guò)環(huán)路后，由于環(huán)路的積分作用，環(huán)路中電容的充放電跟不上碼字的變化速度，使得發(fā)送碼字在發(fā)送一連串的碼字“1”時(shí)電容放電不充分而一直保持為高電平，但是實(shí)際上并不影響解調(diào)的過(guò)程。相反，可以利用這個(gè)特性來(lái)解調(diào)信號(hào)，圖6很好地反映了分析的結(jié)果。

由于電荷泵型鑒相器與傳統(tǒng)的鑒相器有很大的不同，電荷泵的輸出信號(hào)不僅與相位誤差θe有關(guān)，在未達(dá)到捕獲狀態(tài)時(shí)也與頻率誤差Δω=ω1-ω2有關(guān)。 因而它的捕獲帶寬，捕捉時(shí)間短，線性范圍大，所以利用它的這些特性設(shè)計(jì)的寬帶鎖相環(huán)完全有可能跟蹤輸入信號(hào)的變化。實(shí)驗(yàn)測(cè)試結(jié)果顯示，接收機(jī)檢波輸出與仿真結(jié)果相符合，且檢波器輸出峰值動(dòng)態(tài)范圍較大，利于判決電路選擇合適門限。當(dāng)發(fā)射功率為-9 dBm時(shí)傳輸距離能達(dá)到5 m，碼元速率達(dá)到2 Mb/s，數(shù)據(jù)傳輸基本正確。實(shí)驗(yàn)表明，采用Chirp-UWB的數(shù)字通信系統(tǒng)具有發(fā)射功率低、信源速率高、抗干擾能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，適合于復(fù)雜多徑環(huán)境下的超寬帶遠(yuǎn)距離傳輸。

[1]賀鵬飛，呂英華，張洪欣，等.基于 Chirp-BOK調(diào)制的超寬帶無(wú)線通信系統(tǒng)研究[J].南京郵電大學(xué)學(xué)報(bào)，2006，26(2)：23-27.

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