基于FPGA的高速自適應(yīng)濾波器的實(shí)現(xiàn)

程文帆，朱雪瓊

（華僑大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院，福建廈門361021）

現(xiàn)代通信信號(hào)處理發(fā)展到3G、4G時(shí)代后，每秒上百兆比特處理速度的要求對(duì)于自適應(yīng)處理技術(shù)是一個(gè)極大的挑戰(zhàn)。使用具有高度并行結(jié)構(gòu)的FPGA實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)算法以及完成相應(yīng)的調(diào)整和優(yōu)化，相比于在DSP芯片上的算法實(shí)現(xiàn)可以達(dá)到更高的運(yùn)行速度。本文分析了自適應(yīng)LMS算法及其在FPGA上的實(shí)現(xiàn)，并進(jìn)行算法結(jié)構(gòu)的改進(jìn)優(yōu)化，利用DSP Builder在Altera DE2-70平臺(tái)的FPGA芯片上實(shí)現(xiàn)相應(yīng)自適應(yīng)算法并下載到目標(biāo)板上進(jìn)行板級(jí)測(cè)試。

1 自適應(yīng)LMS算法[1-2]

圖1 自適應(yīng)濾波器基本結(jié)構(gòu)

自適應(yīng)濾波器的特點(diǎn)在于濾波器參數(shù)可以自動(dòng)地根據(jù)某種準(zhǔn)則調(diào)整到相應(yīng)的最優(yōu)濾波情況。其基本框圖如圖1所示。圖中，X(n)為輸入信號(hào)，y(n)為濾波信號(hào)，d(n)為期望信號(hào)，e(n)為誤差信號(hào)，用來(lái)調(diào)整自適應(yīng)濾波權(quán)系數(shù)。自適應(yīng)濾波函數(shù)H(z)的濾波參系數(shù)是通過一定的自適應(yīng)算法，根據(jù)誤差信號(hào)e(n)進(jìn)行自動(dòng)調(diào)整，目的是使得誤差e(n)的模值越來(lái)越小。

自適應(yīng)LMS算法表述如下：

2 算法的仿真和FPGA實(shí)現(xiàn)

本設(shè)計(jì)使用的工具DSP Builder是Altera公司推出的基于Altera FPGA芯片的系統(tǒng)級(jí)（算法級(jí)）設(shè)計(jì)工具，它架構(gòu)在多個(gè)軟件工具之上，并把系統(tǒng)級(jí)和RTL級(jí)兩個(gè)設(shè)計(jì)領(lǐng)域的設(shè)計(jì)工具連接起來(lái)，最大程度地發(fā)揮了兩種工具的優(yōu)勢(shì)[3]。它依賴于Matlab/Simulink進(jìn)行建模和仿真，可以把建模設(shè)計(jì)文件轉(zhuǎn)換為硬件描述語(yǔ)言文件。

考慮橫向LMS算法的FPGA實(shí)現(xiàn)時(shí)，有兩種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以選擇。一種是直接型FIR結(jié)構(gòu)，另一種是轉(zhuǎn)置型FIR結(jié)構(gòu)。從算法效果上來(lái)說(shuō)，這兩種結(jié)構(gòu)是一致的，但是轉(zhuǎn)置型結(jié)構(gòu)的濾波部分的關(guān)鍵路徑會(huì)更短，能夠綜合出更高主頻的電路[4]。故在Simulink中利用DSP Builder采用轉(zhuǎn)置型LMS結(jié)構(gòu)（Transpose Form-LMS）進(jìn)行建模，模型參數(shù)為8階16位定點(diǎn)格式。

對(duì)于收斂步長(zhǎng)因子的選取采用二進(jìn)制移位的方式，只改變數(shù)據(jù)的連線，不會(huì)增加系統(tǒng)資源消耗和計(jì)算時(shí)間消耗。這里將迭代處理部分左移動(dòng)10位，即收斂步長(zhǎng)因子為2-10，約為0.001。Simulink中，仿真信號(hào)為模值等于1的正弦波疊加方差為0.01的高斯白噪聲,建立自適應(yīng)噪聲對(duì)消模型，濾波情況如圖2所示。

圖2 TFLMS濾波Simulink仿真結(jié)果

利用Signal Compiler工具將模型轉(zhuǎn)換成硬件描述語(yǔ)言。用Quartus對(duì)轉(zhuǎn)換后的HDL進(jìn)行綜合、布線布局，得到52.02 MHz（19.223 ns）的系統(tǒng)頻率表現(xiàn)。對(duì)EP2C70-F896C6芯片上單個(gè)乘法器進(jìn)行測(cè)試，得到一個(gè)乘法運(yùn)算需要的時(shí)間滯后為13.8 ns?？紤]上面的LMS算法，一次迭代過程至少消耗28 ns以上的時(shí)間。這說(shuō)明，該LMS系統(tǒng)只能運(yùn)行在35.7 MHz(28 ns)以下。如果頻率超過35.7 MHz，雖不會(huì)造成器件時(shí)序違規(guī)，但在運(yùn)行時(shí)序上就不會(huì)滿足標(biāo)準(zhǔn)LMS算法。

3 算法的改進(jìn)和FPGA實(shí)現(xiàn)

3.1 馳豫超前流水線優(yōu)化

通過馳豫超前流水線技術(shù)改進(jìn)的TFLMS算法稱為TFDLMS（TF-Delay-LMS）算法，改進(jìn)的算法結(jié)構(gòu)如下[4]：

改進(jìn)結(jié)構(gòu)的特點(diǎn)是，在式(6)權(quán)系數(shù)更新中，誤差與輸入都不使用當(dāng)前時(shí)刻的數(shù)據(jù)，而是采用過去的數(shù)據(jù)來(lái)馳豫近似計(jì)算。式(5)和式(6)在這種情況下可以同時(shí)進(jìn)行流水計(jì)算，斬?cái)嗔嗽却械年P(guān)鍵路徑，提高了效率。對(duì)馳豫寄存器m的個(gè)數(shù)需要合理的選取，若m太大，則對(duì)原系統(tǒng)影響較大；若太小則不易后續(xù)時(shí)序重構(gòu)的優(yōu)化，這里取m=4進(jìn)行Matlab仿真。仿真結(jié)果如圖3所示。

如圖3所示，TFDLMS算法在收斂初期由于誤差e隨著濾波的進(jìn)行改變一般比較大，所以在收斂過程中的性能會(huì)稍次于TFLMS算法。在穩(wěn)態(tài)的時(shí)候，由于誤差e在此刻一般比較小，所以近似手段對(duì)穩(wěn)態(tài)的影響會(huì)比較小?？紤]到改進(jìn)后TFDLMS的高度并行的處理結(jié)構(gòu)，在收斂以及穩(wěn)態(tài)表現(xiàn)上的微小影響的代價(jià)是值得的。

圖3 TFLMS與TFDLMS收斂曲線對(duì)比

在Simulink中建模，將TFDLMS模型轉(zhuǎn)換為HDL，在Quartus中綜合布線布局，得到122.79 MHz的頻率表現(xiàn)。由于TFDLMS采用馳豫流水計(jì)算，已經(jīng)是近似計(jì)算，因此無(wú)需考慮標(biāo)準(zhǔn)LMS算法的嚴(yán)格串行計(jì)算時(shí)間問題，此時(shí)的系統(tǒng)工作頻率可以認(rèn)為是采樣吞吐頻率。顯然，改進(jìn)后的算法結(jié)構(gòu)系統(tǒng)吞吐頻率有很大的提高。

3.2 時(shí)序重構(gòu)優(yōu)化

時(shí)序重構(gòu)又稱重定時(shí)（Retiming），是一種在保持系統(tǒng)功能不變的前提下改變系統(tǒng)延遲數(shù)目和分布的方法[5]。時(shí)序重構(gòu)的映射等式定義為：

其中，Wr(e)表示重構(gòu)映射后的路徑e的延時(shí)，W(e)表示重構(gòu)映射前的路徑e的延時(shí)，r(V)表示路徑e的前端處理單元V的重構(gòu)參數(shù)，r(U)代表路徑e的后端處理單元U的重構(gòu)參數(shù)。

在此認(rèn)為加法器和乘法器都是一個(gè)處理時(shí)間。計(jì)算TFDLMS結(jié)構(gòu)各個(gè)環(huán)路的環(huán)路邊界并觀察其最大值則可以得到迭代邊界為使其迭代邊界最小化，即等于1，得到馳豫寄存器的數(shù)目m=4。重構(gòu)參數(shù)如圖4所示，采用時(shí)序重構(gòu)映射，根據(jù)式(5)得到重構(gòu)后的算法結(jié)構(gòu)TFRDLMS（TF-Retimed-DLMS），結(jié)果見圖4。

由于重構(gòu)后每個(gè)信號(hào)路徑上都沒有負(fù)延時(shí)情況，根據(jù)時(shí)序重構(gòu)原理的性質(zhì)，這個(gè)重構(gòu)映射是合理的、穩(wěn)定的[5]?？梢钥吹?，合理地選取映射規(guī)則對(duì)電路進(jìn)行時(shí)序重構(gòu)，可以斬?cái)嚓P(guān)鍵路徑，提高系統(tǒng)運(yùn)行速度。這里，重構(gòu)后的關(guān)鍵路徑為一個(gè)處理單位。

對(duì)重構(gòu)后的算法進(jìn)行建模、綜合、布線布局，得到182.15 MHz的頻率表現(xiàn)力。顯然，重構(gòu)后的TFRDLMS算法結(jié)構(gòu)的運(yùn)行頻率較于以往有很大的提升。

3.3 變步長(zhǎng)優(yōu)化

圖4 時(shí)序重構(gòu)后的結(jié)構(gòu)TFRDLMS

前面的設(shè)計(jì)都是采用固定步長(zhǎng)來(lái)處理迭代信號(hào)。如果采用變步長(zhǎng)來(lái)處理，在收斂初期誤差e較大時(shí)采用較大的步長(zhǎng)，則可以加快收斂速度；而在穩(wěn)態(tài)時(shí)誤差e很小時(shí)采用較小步長(zhǎng)，則可以降低穩(wěn)態(tài)失調(diào)。考慮到常用的功率歸一化變步長(zhǎng)方式的計(jì)算復(fù)雜度問題，本設(shè)計(jì)選用簡(jiǎn)單的邏輯判斷移位來(lái)進(jìn)行變步長(zhǎng)操作。

DSP Builder中提供了嵌入外部設(shè)計(jì)的HDL模塊的功能。用Verilog在外部寫好關(guān)于邏輯判斷移位的HDL，導(dǎo)入HDLImport模塊。對(duì)變步長(zhǎng)的TFRDLMS模型進(jìn)行仿真，固定步長(zhǎng)TFRDLMS算法進(jìn)行對(duì)比，結(jié)果如圖5所示。

圖5 固定步長(zhǎng)和變步長(zhǎng)建模的仿真對(duì)比

變步長(zhǎng)算法適當(dāng)?shù)卣{(diào)整了收斂速度與穩(wěn)態(tài)誤差的矛盾，它的收斂速度要快于固定步長(zhǎng)的模型，而且穩(wěn)態(tài)特性也不會(huì)因此變差。改變后得到的系統(tǒng)最高頻率為182.78 MHz。顯然，加入這種簡(jiǎn)單的邏輯判斷變步長(zhǎng)模塊，并沒有對(duì)電路的關(guān)鍵路徑造成影響。表1為以上設(shè)計(jì)過程的綜合結(jié)果。

表1 各種結(jié)構(gòu)的綜合結(jié)果

3.4 板級(jí)測(cè)試

SignalTap是Quartus軟件中的在線嵌入式邏輯分析儀模塊，利用它可以方便地測(cè)試設(shè)計(jì)結(jié)果的實(shí)時(shí)邏輯時(shí)序功能。利用DDS技術(shù)在FPGA中設(shè)計(jì)一個(gè)正弦波發(fā)生器模塊以及噪聲發(fā)生器模塊作為測(cè)試信號(hào)出入。在Quartus中建立一個(gè)測(cè)試工程，利用芯片內(nèi)部的PLL生成測(cè)試運(yùn)行的頻率和SignalTap采樣頻率。SignalTap邏輯分析儀采樣頻率使用最高的250 MHz，將測(cè)試頻率設(shè)為125 MHz，并在工程中加入測(cè)試總模塊(DDS信號(hào)+變步長(zhǎng)TFRDLMS)。綜合布線布局后下載到DE2-70上，用SignalTap觀測(cè)信號(hào)如圖6所示。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，設(shè)計(jì)的電路可以穩(wěn)定地運(yùn)行在百兆以上，滿足高速自適應(yīng)運(yùn)用的需求。

FPGA以其高效的硬件特性在信號(hào)處理方面有著越來(lái)越多的應(yīng)用。本文提出的一種變步長(zhǎng)的TFRDLMS算法結(jié)構(gòu)的改進(jìn)方法，并以自適應(yīng)噪聲對(duì)消為模型進(jìn)行算法仿真。仿真結(jié)果表明改進(jìn)算法結(jié)構(gòu)相比較改進(jìn)前的算法在濾波性能上只有少許下降，但是卻能夠很好地在信號(hào)流圖上切割關(guān)鍵路徑以利于流水實(shí)現(xiàn)。最后以8階16位定點(diǎn)格式為背景參數(shù)對(duì)變步長(zhǎng)TFRDLMS算法進(jìn)行FPGA建模實(shí)現(xiàn)并進(jìn)行板級(jí)功能測(cè)試。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，改進(jìn)算法結(jié)構(gòu)可以很好地應(yīng)用于高速自適應(yīng)信號(hào)處理的場(chǎng)合。

圖6 輸出信號(hào)與輸入信號(hào)板級(jí)的測(cè)試結(jié)果

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