單極性移相控制矩陣式高頻鏈逆變器控制方法

趙永濤，鄭連清

（重慶大學(xué)輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，重慶 400044）

Mr.Espelage自1977年提出了高頻鏈逆變技術(shù)的新概念后[1]，高頻鏈逆變器越來越引起人們的關(guān)注。矩陣變換器作為一種綠色變換器，具有輸入功率因數(shù)可調(diào)，輸出電壓和頻率可調(diào)，能量可以雙向流動(dòng)，無中間直流儲(chǔ)能環(huán)節(jié)等優(yōu)點(diǎn)，具有廣闊的應(yīng)用前景。然而國(guó)內(nèi)外學(xué)者更多的是對(duì)矩陣變換器拓?fù)渲腥嘟涣髯儞Q到三相交流拓?fù)涞难芯縖2-4]，在較少有關(guān)單相交流變換到三相交流的文獻(xiàn)報(bào)道中，文獻(xiàn)[5]利用混合調(diào)制策略實(shí)現(xiàn)了矩陣變換器開關(guān)的零電壓轉(zhuǎn)換，但此控制策略需要采用正負(fù)斜率的鋸齒載波，而且需要實(shí)時(shí)檢測(cè)三相調(diào)制波的幅值和載波的斜率，實(shí)現(xiàn)過程比較復(fù)雜。文獻(xiàn)[6]采用MCT（MOS控制晶閘管） 實(shí)現(xiàn)了性能改進(jìn)的高頻鏈能量轉(zhuǎn)換，但并未對(duì)矩陣變換器部分的控制策略做具體分析。文獻(xiàn)[7]采用自然換流相角控制方法實(shí)現(xiàn)了對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的控制，但需要正負(fù)斜率的鋸齒載波和檢測(cè)輸出電流的極性。本文針對(duì)矩陣變換器中的單相交流變換到三相交流拓?fù)涮岢隽艘环N新型控制方法，通過將移相控制思想、正弦脈寬調(diào)制和脈沖密度調(diào)制方式相結(jié)合實(shí)現(xiàn)了對(duì)系統(tǒng)的控制，該方法原理簡(jiǎn)單，易于實(shí)現(xiàn)。采用Saber仿真軟件對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行了計(jì)算機(jī)仿真，仿真結(jié)果驗(yàn)證了該控制策略的可行性。

1 電路拓?fù)渑c工作原理

單相交流變換到三相交流矩陣式高頻鏈逆變器的主電路拓?fù)浼翱刂剖疽饪驁D如圖1所示，u、v、w分別是三相對(duì)稱調(diào)制波，uc是三角載波。主電路如圖1(a)，前級(jí)由移相全橋電路和高頻變壓器組成高頻逆變橋，后級(jí)由矩陣變換器和輸出濾波電路組成。該電路利用前級(jí)移相全橋電路所產(chǎn)生的周期性電壓凹槽來為后級(jí)矩陣變換器實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)創(chuàng)造條件。如圖1(b)所示，通過控制移相全橋逆變電路高頻開關(guān)Q1～Q4，在變壓器副邊得到雙極性高頻脈沖，再由矩陣變換器對(duì)高頻脈沖整流，由濾波電路濾除高次諧波，從而在輸出端得到低頻的交流電壓。

對(duì)于電壓型逆變器來說，輸入電壓為直流，可采用空間矢量控制、直接轉(zhuǎn)矩控制等方法來生成常規(guī)PWM波，而本拓?fù)淝凹?jí)移相全橋電路輸出電壓為雙極性高頻交流脈沖列，為了實(shí)現(xiàn)矩陣變換器功率開關(guān)的軟化，不能采用直流電壓源逆變器的PWM生成方法直接對(duì)開關(guān)管進(jìn)行控制，而需要采用脈沖密度調(diào)制方法。此種控制方式條件下功率器件開關(guān)轉(zhuǎn)換時(shí)的電壓為零，開關(guān)損耗可以忽略，有利于電路開關(guān)頻率的提高，便于電力電子裝置的集成。將常規(guī)SPWM波與雙極性高頻電壓脈沖進(jìn)行同步后，才能去控制矩陣變換器的開關(guān)管。同步后的SPWM波稱為軟化SPWM波。文獻(xiàn)[8]以空間矢量生成SPWM波形方法為例，經(jīng)分析后知軟化SPWM波形與常規(guī)SPWM波形最大會(huì)產(chǎn)生一個(gè)高頻脈沖的相移，軟化后的SPWM波形如圖2所示。該軟化SPWM波按下述原則進(jìn)行控制，可獲得與常規(guī)SPWM波形基本相同的輸出電壓效果，也可使矩陣變換器的雙向開關(guān)實(shí)現(xiàn)ZVS條件，降低開關(guān)損耗：（1）當(dāng)某相軟化SPWM波形為高電平時(shí)，若Ug＞0，則該相上管導(dǎo)通；若Ug＜0，則該相下管導(dǎo)通，但總使該相輸出為正；（2）當(dāng)某相軟化SPWM波形為低電平時(shí)，若Ug＞0，則該相下管導(dǎo)通；若Ug＜0，則該相上管導(dǎo)通，但總使該相輸出為負(fù)；（3）若Ug=0，則某相軟化SPWM波形不論是高電平還是低電平，都能使該相橋臂開關(guān)進(jìn)行開通和關(guān)斷。

定義軟化U*、Ug為“1”時(shí)呈高電平狀態(tài)，反之呈低電平。定義開關(guān)函數(shù)：

根據(jù)以上控制原則列出真值表如表1所示。

表1 開關(guān)控制邏輯Tab.1 Control logic of switches

2 電路控制策略

本電路實(shí)現(xiàn)控制策略的關(guān)鍵在于如何將常規(guī)SPWM波進(jìn)行軟化及軟化后的SPWM波形如何與矩陣變換器輸入端雙極性高頻脈沖同步。為了使矩陣變換器的開關(guān)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，不能用常規(guī)SPWM波直接驅(qū)動(dòng)變換器的開關(guān)管，而必須經(jīng)過一定的處理，使得SPWM波與矩陣變換器輸入端雙極性高頻脈沖同步后才能控制其開關(guān)管。這部分使SPWM波形與雙極性高頻脈沖同步的電路稱為軟SPWM波形產(chǎn)生電路[9]。實(shí)現(xiàn)軟化SPWM波形的控制邏輯如圖3所示。Ug是高頻逆變橋產(chǎn)生的雙極性高頻交流脈沖列，SPWM信號(hào)是三相對(duì)稱正弦調(diào)制波和三角載波比較后產(chǎn)生的常規(guī)SPWM波形，SPWM*為軟化的SPWM波。軟化后的SPWM波與矩陣變換器輸入端高密度脈沖列的同步環(huán)節(jié)可由圖4電路實(shí)現(xiàn)。

以產(chǎn)生U相開關(guān)控制信號(hào)為例，Ug為高頻脈沖列，Vref為需要設(shè)定的基準(zhǔn)值，此基準(zhǔn)值的設(shè)定是為了將高頻脈沖列歸一化，兩路信號(hào)Ug和Vref進(jìn)行比較后產(chǎn)生的互補(bǔ)高頻脈沖列(忽略死區(qū)時(shí)間)經(jīng)過“或”門進(jìn)行合成，合成后的信號(hào)反相后與反相軟SPWM波相“與”，再經(jīng)過信號(hào)反相器作為脈沖密度調(diào)制方式中進(jìn)行正極性調(diào)制的信號(hào)，或門輸出的信號(hào)與軟SPWM波相“與”后作為脈沖密度調(diào)制方式中的負(fù)極性調(diào)制信號(hào)，然后經(jīng)加法器進(jìn)行信號(hào)合成，從而生成經(jīng)PDM調(diào)制后與高頻逆變橋變換的雙極性高頻脈沖同步的軟化SPWM波Uu*。由表1可知，矩陣變換器的各橋臂上下管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)與軟Ui*波的關(guān)系為：

由(2)式可知，通過“異或”門和“同或”門對(duì)軟化SPWM波進(jìn)行邏輯處理后可產(chǎn)生矩陣變換器各橋臂上下開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，實(shí)現(xiàn)比較簡(jiǎn)單。

3 仿真結(jié)果及分析

本電路整個(gè)系統(tǒng)的仿真均由Saber軟件來實(shí)現(xiàn)。仿真參數(shù)如下：輸入直流電壓U=100 V，移相角35°，移相電路上下管死區(qū)時(shí)間Td=3μ s，高頻逆變橋的開關(guān)頻率fs=25 kHz，脈沖密度調(diào)制部分調(diào)制波頻率50 Hz，三角載波頻率fc=2 kHz，變壓器變比n1∶n2=1∶2。圖5為矩陣變換器開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)與變壓器電壓部分放大波形。由圖5知，矩陣變換器開關(guān)在高頻逆變橋生成的電壓凹槽處換相，實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管的零電壓換相，大大降低了開關(guān)損耗。圖6(a)為常規(guī)SPWM波經(jīng)軟化同步處理并經(jīng)脈沖密度調(diào)制后生成的軟開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)，圖6(b)是部分放大后的波形，以此種方式控制矩陣變換器的開關(guān)管，能大大降低開關(guān)損耗。圖7為濾波器前端輸出的單極性SPWM波。圖8為輸出線電壓的頻譜分析圖，輸出線電壓頻率除50 Hz以外還有一定的高次諧波。

4 結(jié)束語

針對(duì)此拓?fù)涮岢隽艘环N將移相控制思想、正弦脈寬調(diào)制和脈沖密度調(diào)制方式相結(jié)合的控制策略，此控制方法思路清晰，實(shí)現(xiàn)過程簡(jiǎn)單。我們還進(jìn)行了仿真研究，由仿真結(jié)果知理論分析與仿真結(jié)果是一致的，驗(yàn)證了該控制策略的正確性。

[1]ESPELAGE P M,BOSE B K.High frequency link power conversion[J].IEEE Trans on Ind Appl,1977(9/10):387-394.

[2]LAI X D,QU Y G,ZHONG Y P,et al.A feed-forward compensation strategy of SPWM matrix converter under abnormal input voltage conditions[J].IEEE Electric Utility Deregulation and Restructuring and Power Technologies,2008(4):1775-1780.

[3]郭有貴,喻壽益,朱建林.矩陣變換器的等效電路模型研究[J].電路與系統(tǒng)學(xué)報(bào),2004,9(2):130-134.

[4]ALESINA A,VENTURINI M.Analysis and design of optimumamplitude nine-switch direct AC-AC converter[J].IEEE Trans Pow Elec,1989,4（1）：101-112.

[5]MARTA A,RODRIGUES,SILVA E R d,et al.PWM strategy for switching loss reduction in a high frequency link DC to AC converter[J].IEEE PESC’99 Record,1999（2）：789-794.

[6]OZPINECI B,BOSE B K.Soft-switched performance-enhanced high frequency non-resonant link phase-controlled converter for ac motor drive[J].IEEE IECON’98 Record，1998（2）：733-739.

[7]MATSUI M,NAGAI M,MOCHIZUKI M，et al.High-frequency link DC/AC converter with suppressed-snubber circuits-naturallycommutated phase angle control with self turn-off devices[J].IEEE Trans On Industry Applications,1996,32（3/4）：293-300.

[8]孫向東,任碧瑩,鐘彥儒.一種新型三相軟開關(guān)逆變電路研究[J].電力電子技術(shù),2006,40(4):62-64.

[9]賀昱曜,李宏,何華.一種新型軟化SPWM波形合成方法及諧波分析[J].中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào),2002,22(12):118-122.