基于UCC2892和LTC3900的開關(guān)電源設(shè)計(jì)

倪小康

(船舶重工集團(tuán)公司723所,揚(yáng)州225001)

0 引 言

鉗位技術(shù)有2種:無源鉗位和有源鉗位。無源鉗位技術(shù)的缺點(diǎn)是開通損耗或通態(tài)損耗較大。有源鉗位變換器可以使正激變換器磁芯的工作范圍從第一象限擴(kuò)展到第三象限,從而提高了磁芯的有效利用率;同時(shí)可以實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)(ZVS),降低功率開關(guān)管的開通損耗和應(yīng)力。隨著脈寬調(diào)制(PWM)變換器輸出的電壓不斷降低,同步整流技術(shù)的應(yīng)用引起了人們極大的重視。與肖特基勢(shì)壘二極管相比,同步整流具有正向壓降小、阻斷電壓高、反向電流小等突出優(yōu)點(diǎn),可以顯著提高開關(guān)電源的效率。

本文介紹了專為有源鉗位變換器設(shè)計(jì)的控制器UCC2892和正激變換器次級(jí)同步整流及同步續(xù)流的金屬-氧化物-半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管(MOSFET)驅(qū)動(dòng)器LTC3900,對(duì)基于控制器 UCC2892和驅(qū)動(dòng)器LTC3900實(shí)現(xiàn)直流48 V輸入,12 V/20 A輸出的有源鉗位正激開關(guān)電源進(jìn)行了設(shè)計(jì)分析。

1 設(shè)計(jì)方案

確定有源鉗位ZVS PWM正激變換器作為主電路拓?fù)?主要基于以下幾點(diǎn)考慮:

(1)主開關(guān)管和鉗位開關(guān)管均可以實(shí)現(xiàn)零電壓開通;

(2)主開關(guān)管被鉗位,減小電壓應(yīng)力;

(3)變壓器磁芯能可靠地自動(dòng)復(fù)位,不需要另加磁復(fù)位措施;

(4)很多的芯片制造公司也都瞄準(zhǔn)了這一電路,研發(fā)出大量的PWM控制芯片,因此有足夠的選擇余地;

(5)逾越了50%占空比的限制,變壓器的勵(lì)磁電流可以沿正負(fù)方向流動(dòng),雙向磁化,磁芯工作于磁化曲線的第一和第三象限,提高了變壓器的利用率;

(6)該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)同步整流應(yīng)用場(chǎng)合具有死區(qū)時(shí)間短、驅(qū)動(dòng)簡單等優(yōu)點(diǎn),非常適宜于低壓、大電流應(yīng)用場(chǎng)合。原邊有源鉗位副邊同步整流正激開關(guān)電源原理框圖如圖1所示。

圖1 原理框圖

上述開關(guān)電源的工作原理為:輔助電源提供UCC2892和LTC3900的工作電壓,直流48 V經(jīng)濾波后供給功率變換電路;然后,UCC2892的12腳和13腳產(chǎn)生高頻脈沖信號(hào)經(jīng)隔離驅(qū)動(dòng)后控制功率開關(guān)管的導(dǎo)通、截止,從而把輸入直流電壓變換成高頻脈沖電壓,經(jīng)變壓器降壓;LTC3900接收經(jīng)轉(zhuǎn)換后的同步脈沖后,3腳和5腳輸出兩路互補(bǔ)的同步整流和同步續(xù)流驅(qū)動(dòng)信號(hào)來實(shí)現(xiàn)次級(jí)的同步整流,經(jīng)輸出電感電容濾波產(chǎn)生輸出電壓;最后由于該輸出電壓是不穩(wěn)定的,只有取樣后通過誤差放大,反饋到脈寬調(diào)制器的9腳FB,即調(diào)控高頻脈沖信號(hào)的寬度,形成一個(gè)閉環(huán)系統(tǒng),才能穩(wěn)定輸出電壓。

2 主要參數(shù)設(shè)計(jì)

2.1 UCC2892和LTC3900工作參數(shù)設(shè)計(jì)

2.1.1 開關(guān)頻率和最大占空比設(shè)置

通過設(shè)置UCC2892的2腳RTON和3腳RTOFF電阻值可以設(shè)置電源開關(guān)頻率 fs和最大占空比,可用下列公式計(jì)算:式中:ton為開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間;toff為開關(guān)閉合時(shí)間;Ts為開關(guān)頻率周期為匹配電阻。

本設(shè)計(jì)采用100 kHz開關(guān)頻率和60%最大占空比,由上述公式可以算出 Ron=160 kΩ和Roff=250 kΩ。

2.1.2 鉗位和主開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)延遲時(shí)間設(shè)置

UCC2892的1腳電阻確定了延遲時(shí)間,可以由以下公式來計(jì)算延遲時(shí)間:

通過調(diào)節(jié)RDEL管腳電阻值大小,可以調(diào)整延遲時(shí)間,獲得最佳的工作狀態(tài),實(shí)現(xiàn)零電壓開通。

2.1.3 L TC3900定時(shí)器電路設(shè)計(jì)

可編程的定時(shí)輸出功能,當(dāng)同步信號(hào)丟失或不正常時(shí),它能讓2路驅(qū)動(dòng)器失效。定時(shí)輸出的周期是由和7腳連接的電阻Rt和電容Ct的數(shù)值來確定的,它與供電電壓值無關(guān),芯片內(nèi)部設(shè)置定時(shí)輸出門限與供電電壓的比例系數(shù)為0.2。定時(shí)輸出的周期應(yīng)該編程在大約等于原邊開關(guān)頻率的1個(gè)周期左右,可以利用以下公式計(jì)算:

取Ct=1 000 pF,算出 Rt=50 kΩ。

2.1.4 L TC3900電流傳感器保護(hù)門限設(shè)置

芯片可以傳感輸出電感的電流,在續(xù)流開關(guān)管的漏極和源極分別接2只電阻,當(dāng)電感器電流反向時(shí),關(guān)斷開關(guān)管?？梢杂孟铝泄接?jì)算圖1中電阻RCS1、RCS2、RCS3數(shù)值,以滿足門限電平和鉗位電壓要求 ,設(shè) K=48IRRDS-1,則 :

式中:IR為電感的峰值紋波電流;RDS為續(xù)流管導(dǎo)通電阻在IR/2時(shí)的數(shù)值;Vimax為變換器初級(jí)最大輸入電壓;Np為初級(jí)匝數(shù);Ns為次級(jí)匝數(shù);Ns/Np為主變壓器的變比。

2.2 主功率變壓器和輸出濾波電感設(shè)計(jì)

2.2.1 主功率變壓器設(shè)計(jì)

首先根據(jù)功率容量 Ap的乘積公式進(jìn)行估算,由公式計(jì)算得到:

式中:PT為變壓器輸出的標(biāo)稱功率;η為初次級(jí)效率;Bmax為最大工作磁通密度;Km為窗口中導(dǎo)線金屬總截面填充系數(shù);Kc為矽鋼片迭片系數(shù);δ為脈沖導(dǎo)通真空比。

PQ30鐵氧體磁芯的有效中心柱截面積為Ae=1.33 cm2,磁芯窗口面積為 Aq=2.52 cm2,因此PQ30的功率容量乘積為:Ap=AeAq=3.3。

在開關(guān)頻率為100 kHz時(shí),采用PQ30鐵氧體磁芯做250 W主功率變壓器,它的功率容量是合理的。

初次級(jí)繞組匝數(shù)值可以由下列公式得出:

取初級(jí)匝數(shù)為10匝,次級(jí)匝數(shù)為5匝,次級(jí)電流比較大,采用2個(gè)繞組分兩層繞制后并聯(lián)使用。

2.2.2 輸出電感參數(shù)設(shè)計(jì)

對(duì)于輸出電感,可以先假定一個(gè)最大允許的電流紋渡ΔIl來求解電感量的大小。假定輸出電感電流的紋波峰峰值為10%的最大輸出電流,由法拉第定律來求解輸出電感Lo:

式中:Iomax為輸出的最大電流;Uo為輸出電壓;δmin為脈沖導(dǎo)通最小占空比。

2.3 功率開關(guān)管、同步整流管及鉗位電容選取

主開關(guān)管采用N溝道金屬-氧化物半導(dǎo)體(MOS)管IRFP460,鉗位開關(guān)管采用P溝道MOS管IRF6216,同步整流管采用兩只N溝道MOS管Si7370并聯(lián)使用,同步續(xù)流管采用N溝道MOS管PH4840并聯(lián)使用,鉗位電容 Cc選用參數(shù)為0.22 μ F/160 V;

2.4 電源試驗(yàn)測(cè)試結(jié)果

電源輸出12 V±100 mV,負(fù)載調(diào)整率小于等于100 mV,滿載 20 A時(shí),輸出紋波小于等于100 mV,滿載效率可達(dá)90%。

3 結(jié)束語

本文針對(duì)一款直流48 V輸入、12 V/20 A輸出、工作頻率 100 kHz、基于 UCC2892和 LTC3900的有源鉗位同步整流開關(guān)電源設(shè)計(jì),介紹了有源鉗位軟開關(guān)技術(shù)和同步整流技術(shù)方案,同時(shí)分析了電路中主要參數(shù)的設(shè)計(jì),給出選取原則。通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證,滿載效率可達(dá)90%?？梢?有源鉗位軟開關(guān)技術(shù)很好地實(shí)現(xiàn)了主開關(guān)管和鉗位開關(guān)管的ZVS開通,減少了開通損耗,提高了電源效率;同時(shí),同步整流技術(shù)的應(yīng)用減小了使用常規(guī)肖特基二極管整流時(shí)的導(dǎo)通壓降,降低了功率損耗,從而進(jìn)一步提高了電源效率。

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