直流電壓不等級聯(lián)型逆變器一維矢量調(diào)制研究

邱鋼,朱思國,歐陽紅林,朱英浩

(1.包頭北雷連鑄工程技術(shù)有限公司,內(nèi)蒙古 包頭 266555;2.湖南大學(xué) 電氣與信息工程學(xué)院,湖南 長沙 410082)

1 引言

H橋級聯(lián)型多電平逆變器(cascaded H-bridge multilevel inverters,CHB)從1975年開始出現(xiàn)以來就一直成為人們研究的重點(diǎn)[1]。相比其他多電平逆變器具有以下更多的優(yōu)點(diǎn):模塊化、高可靠性、故障冗余性、結(jié)構(gòu)簡潔等。H橋級聯(lián)型多電平逆變器(CHB)已經(jīng)成功運(yùn)用在需要多電平輸出的場合[2-5]。CHB逆變器由一系列級聯(lián)H橋組成,一單相兩H橋逆變器如圖1所示,單相H橋間直流電壓比為不同H橋間直流母線電壓比值,如圖1中兩單元級聯(lián)逆變器直流電壓比為k∶1即=。對于CHB逆變器每相不同H橋個數(shù)與H橋間不同的直流電壓比可以得到不同的電平輸出。

多電平空間矢量技術(shù)通過選取逆變器輸出的不同離散電壓來合成所需要的電壓[6-10],但這些調(diào)制方式都是建立在直流電壓相等的前提下,其調(diào)制過程未考慮H橋直流部分電壓。當(dāng)CHB逆變器工作在直流電壓不等時,SPWM與SVPWM起不到很好的控制效果,對于CHB逆變器,在調(diào)制過程中如果不考慮H橋直流電壓的不等將會影響輸出電壓、電流波形和各 H橋輸出功率不均。對于直流電壓不等的CHB逆變器,在本文提出的一維矢量調(diào)制技術(shù)中,控制某些開關(guān)矢量的使用可以有效控制H橋直流電壓的瞬時變化和瞬時功率的輸出。

圖1 兩H橋級聯(lián)型逆變器Fig.1 Two-cell CHB

2 CHB逆變器一維矢量調(diào)制

2.1 直流電壓相等的CHB逆變器一維矢量調(diào)制

在圖1所示兩H橋級聯(lián)CHB逆變器中,Va,分別為上、下兩H橋輸出電壓,輸出相電壓=+。假設(shè)兩 H橋直流電壓相等,即==E,每個H橋能輸出-E,0,+E3種電平,其分別用0,1,2定義為單個H橋的3種狀態(tài)。由于相電壓為每相中每個H橋輸出電壓的和,對于兩H橋CHB逆變器,假設(shè)兩H橋直流電壓相等,則其有5種可能的相電壓輸出,如表1所示。因為相同的輸出相電壓可以由不同的H橋輸出取得,有一些冗余的開關(guān)狀態(tài)出現(xiàn)在一維系統(tǒng)中。對于兩H橋CHB逆變器可以用表1表示控制域的開關(guān)狀態(tài)與它們相應(yīng)的輸出電壓。輸出的相電壓與其所對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)可以用如圖2所示的一維線性空間表示。在圖2中,狀態(tài)XY如00,01等表示上H橋有狀態(tài)X,下H橋有狀態(tài)Y。

表1 直流電壓為E的兩H橋CHB輸出相電壓T ab.1 Output phase voltages of twocell CHB assuming E DC volts

圖2 直流電壓為E的兩H橋CHB一維控制區(qū)域Fig.2 1D control region of a two-cell singlephase CHB assuming E DC volts

對于具有相同直流電壓的兩H橋CHB逆變器,利用圖2中一維控制區(qū)域,提出了一種新型一維矢量調(diào)制技術(shù)。在一維控制區(qū)域中,可以通過兩個離相電壓最近的狀態(tài)矢量的線性組合得到任意的相電壓。

與傳統(tǒng)空間矢量法相比,一維矢量調(diào)制技術(shù)不需要計算,僅需要幾何確定所需要的電壓矢量在一維空間中的位置即可。對于兩H橋CHB逆變器,開關(guān)狀態(tài)與作用時間可以通過流程圖3得到。floor(x)為取整函數(shù):不超過x的最大整數(shù)。開關(guān)順序由狀態(tài)上橋臂1-下橋臂1和上橋臂2-下橋臂2組成,其作用時間分別為。

圖3 兩H橋CHB開關(guān)順序與時間選擇流程Fig.3 Flow diagram of switching sequence and timing choosing for the two-cell CHB

圖4 兩H橋CHB逆變器一維矢量調(diào)制輸出Fig.4 Output results using 1D vector modulation for a two-cell single-phase CHB

設(shè)參考輸出相電壓為一正弦波,頻率為50 Hz,載波頻率為600 Hz,對于具有相同直流電壓的兩H橋CHB逆變器,用一維矢量調(diào)制技術(shù)分析其開關(guān)狀態(tài)與作用時間如圖4所示。在圖4中Va,Vb分別為上、下H橋輸出電壓波形,輸出相電壓波形為為5電平輸出,其輸出波形與相移SPWM級聯(lián)輸出波形相似。

2.2 H橋直流電壓不等CHB逆變器一維矢量調(diào)制

圖1中CHB逆變器兩H橋取任意直流電壓時,其輸出9種狀態(tài)相電壓一般表達(dá)式如表2所示,其中為上H橋直流部分電壓,為下H橋直流部分電壓。

表2 兩H橋直流電壓不等CHB輸出相電壓T ab.2 Output phase voltages of two-cell CHB with unequal DC volts in each H-bridge

對兩H橋CHB逆變器,當(dāng)兩H橋直流電壓相等即=1時,其一維控制區(qū)域如圖2所示,在圖2中存在冗余開關(guān)矢量。當(dāng)Vc1/Vc2為任意值時,其冗余性將會消失,兩H橋CHB逆變器9種不同的開關(guān)矢量將會對應(yīng)不同的相電壓輸出。對兩H橋CHB逆變器,當(dāng)為任意值時,其不同開關(guān)狀態(tài)對應(yīng)的電壓輸出仍可以用一維矢量空間表示,由Vc1/Vc2取值不同可以將兩H橋CHB逆變器一維控制區(qū)域分為4種情況,如圖5所示。在圖5中,①表示當(dāng)直流電壓從相等變?yōu)椴坏葧r,冗余矢量的變動情況;②為直流電壓不等時,兩H橋CHB逆變器矢量在一維控制區(qū)域中的分布。

取值不同,將兩H橋CHB逆變器一維控制區(qū)域分為4種情況,用因子定義每種開關(guān)矢量正的輸出電壓與兩直流電壓和的比值。對于每種情況,因子具體計算如表3所示。

對為任意值的兩H橋CHB逆變器,其控制方法可以通過改進(jìn)直流電壓相等的兩H橋CHB逆變器一維矢量調(diào)制技術(shù)得到。在H橋直流電壓不等的一維矢量調(diào)制技術(shù)中,不平衡的直流電壓不會影響CHB逆變器的輸出。對為任意值的兩H橋CHB逆變器用直流電壓不等一維矢量調(diào)制技術(shù),由于考慮了直流電壓不等的情況,相比H橋直流電壓相等的逆變器同樣可以輸出完美的電流與電壓波形。

圖5 直流電壓出現(xiàn)不平衡變化時冗余開關(guān)矢量運(yùn)動及兩H橋CHB逆變器一維控制區(qū)域Fig.5 Movement of the state vectors due to the voltage unbalance and control region of the two-cell single-phase CHB converter

表3 ki因子計算Tab.3 kifactor calculation

H橋直流電壓不等的一維矢量調(diào)制技術(shù)具體如下:設(shè)需要輸出電壓為,定義參數(shù)a=/(),然后測量CHB逆變器瞬時直流電壓,判斷CHB逆變器工作在直流電壓不等為圖5中4種情況中的哪種情況,在確定工作在何種情況后,用表3確定因子。最后計算開關(guān)順序與開關(guān)作用時間,用ki決定開關(guān)矢量在一維矢量控制區(qū)域中的位置。根據(jù)輸出電壓Vab正、負(fù)用表4、表5分別計算開關(guān)順序與作用時間,在每個開關(guān)周期中,開關(guān)順序用上、下H橋各改變自身狀態(tài)一次確定。表4、表5中開關(guān)順序由狀態(tài)上橋臂1-下橋臂1和上橋臂2-下橋臂2組成。設(shè)開關(guān)周期為1,t1為上橋臂1-下橋臂1開關(guān)狀態(tài)作用時間,1-t1為上橋臂2-下橋臂2開關(guān)狀態(tài)作用時間。

表4 輸出負(fù)電壓時開關(guān)選取與作用時間計算Tab.4 Switching sequence and duty cycles if output voltage is negative

表5 輸出正電壓時開關(guān)選取與作用時間計算Tab.5 Switching sequence and duty cycles if output voltage is positive

3 直流電壓不等的CHB逆變器各H橋等功率輸出一維矢量調(diào)制

對于CHB逆變器每相中的H橋,流過每個H橋電流相等,所以每個H橋輸出功率大小與H橋輸出電壓大小有關(guān),而輸出電壓與H橋直流電壓和開關(guān)矢量作用時間有關(guān)。對于直流電壓不等的CHB逆變器,為了調(diào)控每個H橋輸出功率,可以通過調(diào)節(jié)開關(guān)矢量作用時間實現(xiàn),由于有些開關(guān)矢量可以起到瞬時調(diào)節(jié)H橋直流電壓作用,這些開關(guān)矢量的舍取配合開關(guān)矢量作用時間可以起到更好調(diào)節(jié)H橋輸出功率。對CHB逆變器,不同開關(guān)矢量對H橋瞬時直流電壓與功率影響分析如下。

圖6為單個H橋電流流向與電壓輸出圖,+Ia表示從a點(diǎn)流進(jìn)H橋的電流為正,-Ib表示從b點(diǎn)流進(jìn)H橋的電流為負(fù),Va表示H橋輸出電壓。對于圖6中單個H橋,每個開關(guān)狀態(tài)對直流電壓Vc1的瞬時影響,可以結(jié)合流進(jìn)或流出H橋電流分析得到,對于不同開關(guān)狀態(tài),其可以引起直流電壓Vc1增加、減少或不變,具體分析如表6所示。對于單個H橋,單位時間內(nèi)開關(guān)矢量引起H橋直流電壓升高、降低或不變,直流電壓的變化成正比引起瞬時輸出電壓變化,而瞬時輸出電壓與輸出功率成正比。所以單位時間內(nèi),開關(guān)矢量對H橋直流電壓影響與對其輸出功率影響相同。

圖6 H橋直流電壓分析Fig.6 T he analy sis of DC voltage for H-bridge

表6 開關(guān)狀態(tài)對H橋直流電壓瞬時影響T ab.6 Instantaneous influence of switching for DC voltage of H-bridage

在單位開關(guān)時間內(nèi),對于直流電壓不等的兩H橋CHB逆變器,在逆變器運(yùn)行過程中可以通過禁止使用引起H橋直流電壓瞬時升高的開關(guān)矢量與調(diào)節(jié)開關(guān)矢量的作用時間來使不同H橋輸出功率相等。對于兩 H橋直流電壓不等的CHB逆變器為了使H橋輸出功率相等,可以通過實時測得的H橋直流電壓來選取合適的開關(guān)矢量與矢量作用時間達(dá)到。圖7中,在單位開關(guān)時間內(nèi),當(dāng)相電流Iab＞0,兩H橋直流電壓關(guān)系為＜＜或＞2時,狀態(tài)矢量 10,20,21可以引起H橋直流電壓瞬時增加或Vc2瞬時減少,若在調(diào)制過程中選用這些開關(guān)矢量,在單位開關(guān)時間內(nèi)將會加劇兩H橋輸出功率不等,為了減小兩H橋輸出功率不平衡將不用狀態(tài)矢量10,20,21。本文以＞0,＜＜或＞為例分析狀態(tài)矢量對H橋瞬時輸出功率影響,如圖7所示。圖7中加大瞬時輸出功率不平衡的狀態(tài)矢量在一維空間控制域中用陰影標(biāo)注,在實際調(diào)制中,避免使用這些狀態(tài)矢量,刪除這些狀態(tài)矢量后的一維空間將會更加簡潔,其開關(guān)矢量選取與作用時間計算也將會得到簡化。

圖7 不用某些矢量來減小逆變器中瞬時輸出功率不平衡Fig.7 Reducing the instantaneous output power imbalance of converter,some state vecto rs are not used

為了平衡不同H橋輸出功率,消除了部分瞬時引起輸出功率不平衡的開關(guān)矢量,一維矢量調(diào)制控制域改變,開關(guān)順序與作用時間計算將會發(fā)生變化因子與參數(shù)a計算不變,以＞0,＜Vc1＜2Vc2或Vc1＞2Vc2為例,如表7所示。

表7 開關(guān)選取與作用時間計算Tab.7 Switching sequence and duty cycles calculation

4 實驗結(jié)果

對于本文所提出的直流電壓不等的H橋級聯(lián)型CHB逆變器一維矢量調(diào)制技術(shù),利用兩H橋級聯(lián)變頻調(diào)速系統(tǒng)在中科電氣股份有限公司高壓變頻試驗系統(tǒng)上進(jìn)行了實驗研究,實驗結(jié)果如圖8～圖12所示。實驗中直流電壓不等時取直流電壓比為2∶1。

圖8 未考慮直流電壓不等輸出電壓Fig.8 Output voltages no considering the DC voltage ranges

圖9 考慮直流電壓不等輸出電壓Fig.9 Output voltages considering the DC voltage ranges

圖10 平衡H橋輸出功率輸出電壓Fig.10 Output voltages with balanced H-bridge output power

例如實驗中當(dāng)兩 H橋直流電壓比為2∶1時,每相上、下功率單元輸入交流電壓分別為600 V,300 V,通過不控整流后,兩H橋直流電壓分別為1.414×600 V,1.414×300 V,直流電壓比值為2∶1。對逆變器級聯(lián)后的高壓輸出,通過變壓器降壓后用示波器測得輸出電壓波形,逆變器輸出電流波形通過電流互感器轉(zhuǎn)化為電壓后用示波器測得。從圖8、圖9可以看出,直流電壓比為2∶1時,輸出電壓波形為7電平,但考慮了直流電壓不等的一維矢量調(diào)制時輸出電壓、電流波形更加完美,未考慮直流電壓不等與考慮直流電壓不等的一維矢量調(diào)制輸出電流波形分別如圖11、圖12所示。圖10為直流電壓比為2∶1時,采用H橋等功率輸出一維矢量調(diào)制后輸出的5電平電壓波形,從波形可以看出其與直流電壓相等的兩H橋CHB輸出電平相同,所以此調(diào)制方式對兩H橋直流電壓不等的逆變器,可以起到很好的H橋等功率輸出平衡作用。

圖11 未考慮直流電壓不等輸出電流Fig.11 Output current no considering the DC voltage ranges

圖12 考慮直流電壓不等輸出電流Fig.12 Output current considering the DC voltage ranges

5 結(jié)論

研究H橋直流電壓不等級聯(lián)型逆變器一維矢量調(diào)制,對研究功率單元級聯(lián)型高壓變頻器具有十分重要的意義。對于現(xiàn)在已產(chǎn)業(yè)化的功率單元級聯(lián)型高壓變頻器,其H橋直流電壓均相等,傳統(tǒng)的控制方式如:相移SPWM控制等都是建立在H橋直流電壓相等的基礎(chǔ)上,如果在運(yùn)行過程中遇到H橋直流電壓波動,各H橋間輸出功率不等時,傳統(tǒng)控制方式將會失去有效的控制,容易引起輸出波形波動,嚴(yán)重時甚至引起變頻器損壞等。使用本文提出的一維矢量調(diào)制,H橋輸出功率不等的H橋級聯(lián)型逆變器可以得到有效的控制,利用平衡H橋輸出功率的一維矢量調(diào)制,H橋間任何直流電壓的波動都不會影響逆變器輸出波形。本文所提方法通過查表法求取開關(guān)狀態(tài)與作用時間,將會使矢量的求取變得非常簡潔,其對分析功率單元級聯(lián)型高壓變頻器運(yùn)行過程中,直流電壓波動與有效控制具有十分積極的作用,通過進(jìn)一步研究,可以擴(kuò)展到H橋直流電壓不等多H橋級聯(lián)逆變器中。

[1] Baker R H,Bannister L H.Electric Power Converter[P].U.S.Patent3867643,Feb.18,1975.

[2] 周衛(wèi)平,吳正國,唐勁松,等.SVPWM的等效算法及SVPWM與SPWM的本質(zhì)聯(lián)系[J].中國電機(jī)工程學(xué)報,2006,26(1):133-137.

[3] Franquelo L G,Rodriguez J,Leon J I,et al.The Age of Multilevel Converters A rrives[J].IEEE Ind.Electron.Mag.,2008,2(2):28-39.

[4] Cheng Y,Qian C,Crow M L,et al.A Comparison of Diodeclamped and Cascaded Multilevel Converters for a STATCOM with Energy Storage[J].IEEE Trans.Ind.Electron.,2006,53(5):1512-1521.

[5] Carrasco J M,Franquelo L G,Bialasiewicz J T,et al.Power Electronic Systems for the Grid Integration of Renewable Energy Sources:A survey[J].IEEE Trans.Ind.Electron.,2006,53(4):1002-1016.

[6] M anjrekar M D,Steimer P K,Lipo T A.Hybrid Multilevel Power Conversion System:A Competitive Solution for High-power Applications[J].IEEE T rans.Ind.Appl.,2000,36(3):834-841.

[7] Blaabjerg F,Pedersen J,Thoegersen P.Improved M odulation Techniques for PWM-VSI Drives[J].IEEE T rans.Ind.Electron.,1997,44(1):87-95.

[8] 陳阿蓮,何湘寧,趙榮祥.一種改進(jìn)的級聯(lián)型多電平變換器拓?fù)鋄J].中國電機(jī)工程學(xué)報,2003,23(11):9-12.

[9] McGrath B P,Holmes D G.M ulticarrier PWM Strategies for Multilevel Inverters[J].IEEE Trans.Ind.Electron.,2002,49(4):858-867.

[10] Gupta A K,Khambadkone A M.A Space Vecto r PWM Scheme for Multilevel Inverters Based on Two-level Space Vector PWM[J].IEEE T rans.Ind.Electron.,2006,53(5):1631-1639.

修改稿日期:2010-06-23