一種應用于車載物聯(lián)網(wǎng)的77 GHz低剖面SIW縫隙面陣

摘 要：針對微帶天線輻射功率低、金屬波導不易集成化等問題，同時具備微帶和波導雙重優(yōu)勢的基片集成波導（SIW）在雷達通信領域備受矚目?；谌S電磁仿真軟件HFSS，設計了工作于W波段，中心頻率為77 GHz的十元SIW縫隙線陣、微帶線-SIW轉(zhuǎn)接器及一分十二樹狀功率分配器，繼而提出了一款車載毫米波雷達12×10 SIW橢圓形縫隙面陣。為有效提高設計效率，在MATLAB中使用HFSS-MATLAB-API（HMA）生成VBScript腳本，調(diào)用HFSS自動建模進行天線3D布局及電磁兼容性仿真，并使用遺傳算法優(yōu)化。仿真結果顯示，該陣列增益為20.6 dBi，回波損耗很小，E面和H面的3 dB波束寬度分別為8°和14.3°，輸入反射系數(shù)諧振頻點在77 GHz時小于-20 dB。所設計天線效率高、剖面低、方向性強，易于集成且阻抗匹配良好，在車載物聯(lián)網(wǎng)（IoT）和毫米波系統(tǒng)中應用前景廣闊。

關鍵詞：基片集成波導；縫隙陣列天線；物聯(lián)網(wǎng)；W波段；車載毫米波雷達；HFSS-MATLAB-API

中圖分類號：TP39；TN822+.4；TN823+.24 文獻標識碼：A 文章編號：2095-1302（2025）06-00-07

DOI：10.16667/j.issn.2095-1302.2025.06.012

0 引 言

車載毫米波雷達天線是物聯(lián)網(wǎng)中用于車輛感知和通信的重要組成部分。隨著雷達設備愈發(fā)的小型化和低成本化，使得雷達在汽車防撞領域的應用成為現(xiàn)實，大部分國家已將24 GHz和77 GHz頻段分配給車載雷達使用[1]。其中，77 GHz頻段位于W波段，該頻段的車載毫米波雷達憑借分辨率高、探測距離遠、質(zhì)量輕、帶寬大、抗干擾能力強等優(yōu)勢被廣泛應用于無人駕駛領域[2]。由于物聯(lián)網(wǎng)（IoT）、通信雷達等領域?qū)τ谛⌒突?、高增益天線的需求不斷增大[3]，微帶陣列、波導縫隙陣列[4]等高增益天線備受矚目。微帶天線具有尺寸小、重量輕的優(yōu)勢，易于實現(xiàn)集成化、微型化，可廣泛應用于通信系統(tǒng)平面設計領域[5]。但微帶傳輸線的開放結構會導致能量泄漏、輻射等問題，使得微帶天線輻射功率較低[6]。與之相比，金屬波導具有插入損耗低、對比度高、抗干擾能力強等優(yōu)點[7]，雖然可以彌補微帶結構的缺陷，但占用空間較大、不利于高度集成[8]且價格昂貴。

基片集成波導（SIW）結構通過在介質(zhì)基板對稱排列兩列周期性金屬銷釘，實現(xiàn)了一種性能優(yōu)異的類波導結構，可有效解決上述問題。它不僅同時具備平面微帶和傳統(tǒng)金屬波導雙重優(yōu)勢，且相較于傳統(tǒng)金屬波導，更易于實現(xiàn)低剖面、小型化[9]，迎合了物聯(lián)網(wǎng)設備[10]逐步邁向小型化、緊湊化的趨勢；相較于平面微帶，其具有低損耗、高品質(zhì)因數(shù)等優(yōu)勢[11]，因此應用廣泛?；赟IW的縫隙陣列天線具有高增益、低剖面、低加工成本和波束易賦形等優(yōu)勢[12]，極好地滿足了77 GHz車載毫米波雷達對發(fā)射天線在結構上和性能上的嚴苛要求。文獻[13]設計了兩款陣元分布形式的77 GHz微帶陣列天線，利用Chebyshev分布和指數(shù)分布進行設計并將二者對比。文獻[14]設計了一種由SIW樹狀功分器饋電的77 GHz微帶陣列天線，可實現(xiàn)45°極化輻射模式。文獻[15]采用威爾金森功分器和Taylor分布設計了一種77 GHz微帶陣列天線。文獻[16]設計了應用于單脈沖跟蹤系統(tǒng)的Ka波段緊湊型單層縫隙陣列天線。

針對物聯(lián)網(wǎng)系統(tǒng)對最大化毫米波利用率的需求，本文基于SIW技術[17]，采用寬邊諧振式縱縫，在理論分析的基礎上，利用MATLAB、三維電磁仿真軟件Ansys HFSS[18]以及CST對SIW縫隙陣列天線進行參數(shù)優(yōu)化和參量化研究，一體化設計和仿真了一款應用于77 GHz頻段的車載毫米波雷達發(fā)射天線，進一步提高了傳感器分辨率。該天線具有成本低、增益高、波束窄和易于與微波電路集成等良好性能，在車載物聯(lián)網(wǎng)和毫米波系統(tǒng)中應用前景廣闊。

1 結構分析及設計方法

1.1 基片集成波導等效理論

SIW結構具有周期性，在介質(zhì)基板邊緣處按照相同間距對稱嵌入兩列金屬化銷釘，形成電壁，來等效模擬波導的結構和功能[19]。在介質(zhì)上下表面鍍上薄金屬層，使得上下金屬層和兩列金屬通孔構成類波導結構，進而在介質(zhì)基片上實現(xiàn)波導的場傳播模式。SIW具有Q值高、損耗低、抗干擾能力強、集成度高等優(yōu)良特性，在雷達和無線通信等領域均具有廣闊的應用前景[20]。SIW基本結構如圖1所示。

圖1中，d是金屬通孔直徑，s是相鄰通孔間距，a是兩列金屬通孔間距（SIW寬度），p是金屬通孔高度，h是介質(zhì)板厚度（在HFSS中可認為p=h），介質(zhì)板相對介電常數(shù)為εr。設計時需滿足如下關系：

根據(jù)式（1）要求，利用MATLAB計算可知，本文所設計的SIW選取通孔直徑d=0.195 mm，相鄰通孔間距為s=1.5d≈0.29 mm。

1.2 SIW縫隙天線設計方法

首先根據(jù)工作頻率f=77 GHz確定等效波導寬度，進而通過等效寬度的公式來確定SIW寬度。為使等效波導傳輸主模TE10模，需滿足：

為保證僅有TE10模傳輸，需確保不能出現(xiàn)距離最近的TE20模，故需滿足：

為方便計算，使頻率f與截止頻率fc1和fc2三者滿足以下關系：

利用MATLAB計算得到等效矩形波導的寬度aRWG為1.9 mm，等效矩形金屬波導模型的歸一化寬度a的經(jīng)驗公式如下：

其中：

SIW實際寬度為：

故可求得本設計中a=2.1 mm。

2 天線設計及仿真結果分析

2.1 W波段SIW寬邊橫向串聯(lián)橢圓形縫隙線陣

不同的開縫位置和縫隙形狀、大小直接影響著縫隙天線的輻射特性。通過傳統(tǒng)矩形金屬波導縫隙天線理論計算，確定結構參數(shù)設計初值后，在HFSS軟件中建立一個采用邊饋形式的十元寬邊橫向SIW串聯(lián)橢圓形縫隙線陣。

當頻率較高時，應盡可能選取厚度薄、損耗低、介電常數(shù)大的板材。由于所設計的SIW縫隙陣列天線設計頻率為高頻77 GHz，故介質(zhì)基板選用Rogers 5880，相對介電常數(shù)為2.4，損耗角正切為0.001 4。隨著縫隙數(shù)量增加，波瓣變窄且增益增大，缺點是旁瓣增多且尺寸變大。綜合考慮后選擇縫隙個數(shù)為10，縫隙激勵電流幅度分布為Chebyshev加權分布。SIW十元寬邊橫向串聯(lián)橢圓形縫隙線陣如圖2所示。

為使微帶線到SIW結構匹配良好，本節(jié)設計了圖2左部分的微帶線-SIW轉(zhuǎn)接器。該結構右端與SIW銜接，左端與特性阻抗為50 Ω的微帶線銜接，通過漸變結構實現(xiàn)阻抗匹配。設計時需保證轉(zhuǎn)換器在較寬的帶寬內(nèi)，匹配良好且插損較小。需要確定微帶過渡結構與SIW相連接的微帶傳輸線的線寬W1、50 Ω微帶線對應的最左側線寬W2以及過渡線的長度L。利用MATLAB計算得到SIW邊緣處阻抗Ze=138 Ω，通過Txline可求得最右側線寬W1=0.155 mm。依此類推，可求得最左側線寬W2=1.4 mm。為使微帶和SIW匹配更佳，L的長度接近1/4介質(zhì)波長，最后通過HFSS軟件優(yōu)化仿真使得過渡結構在77 GHz處反射系數(shù)S11最小。

線陣優(yōu)化主要通過調(diào)節(jié)波導波長Lg和短路端距離es來修正諧振頻率至77 GHz；調(diào)節(jié)長度L和微帶線靠近SIW端的阻抗寬度W1來修正零深深度；調(diào)節(jié)縫隙偏置d1～d5和長度L1～L5來修正副瓣水平。經(jīng)過仿真優(yōu)化后的端饋線陣參數(shù)尺寸見表1。

由于10個橢圓形縫隙對稱分布，因此表1中只給出5個縫隙的參數(shù)。通過圖3的HFSS仿真結果可以觀察到，線陣中心頻率匹配至77 GHz，此時回波損耗為-21.2 dB，并且在76.4～78 GHz頻段內(nèi)小于-10 dB。在76.38～78 GHz頻段內(nèi)VSWR小于2，在77 GHz處仿真最大增益為12.7 dBi，H面方向圖3 dB波束寬度為11.2°，端饋線陣性能良好，為后續(xù)平面陣列的設計奠定了基礎。

2.2 一分十二SIW功分網(wǎng)絡的設計與仿真

為了后續(xù)W波段基片集成波導12×10橢圓形縫隙陣列天線的實現(xiàn)，本節(jié)對SIW功分器進行了研究與仿真，設計了一種中心頻率為77 GHz的一分十二等分T型樹狀功分器，如圖4所示。

該功分器主要劃分為四級單元，由11個一分二的T型功分器組成，總輸入端口編號為1，輸出端口編號依次為2～13。在SIW中加載感性銷釘結構，以便減少能量反射，提高仿真性能。由于位于正中央位置時損耗最低，故默認將銷釘設置于中心處，再通過調(diào)節(jié)銷釘?shù)奈恢脤崿F(xiàn)阻抗匹配和功率分配，降低S11參數(shù)。當N路平均分配時，理想分配損耗計算公式為：分配損耗（dB）=10 log（1/N），據(jù)此可知，二等分功率分配器分配損耗為3 dB，一分四功分器為6 dB，一分八功分器為9 dB，一分十二功分器為10.8 dB。

設置的掃頻范圍為76～78 GHz，通過圖5可以看出，S11均小于-10 dB，反射系數(shù)較低。第一級兩端口傳輸系數(shù)接近理論值-3 dB，整體在-3.01～-3.14 dB范圍內(nèi)波動；第二級四端口傳輸系數(shù)接近理論值-6 dB，整體在-6.01～-6.37 dB范圍內(nèi)波動；第三級八端口傳輸系數(shù)接近理論值-9 dB，整體在-9.01～-9.35 dB范圍內(nèi)波動。可見該功分器幅度穩(wěn)定，傳輸損耗較小。通過調(diào)節(jié)1～3級單元結構中心金屬通孔的縱向位置D1和通孔半徑R1以及四級單元的D2、R2，進而達到等分功率、抑制反射的作用。

由圖5（d）十二等分功率分配器電場分布可知，本設計利用SIW結構實現(xiàn)四面金屬環(huán)繞，將電場束縛在介質(zhì)內(nèi)部，功分器帶內(nèi)反射率低，能量可有效傳輸?shù)礁鱾€端口。因此，該樹狀功分器可應用于77 GHz車載毫米波雷達SIW縫隙面陣的設計中。

3 W波段低剖面SIW橢圓縫隙面陣設計

作為汽車測速和測距的關鍵元件，車載毫米波雷達陣列天線需同時滿足多個要求，包括副瓣低、增益高、尺寸小、波束窄、方向性好、分辨力強和易于集成化等。現(xiàn)將12個SIW縫隙線陣通過一分十二SIW樹狀功分器組合在一起，設計了W波段基片集成波導12×10單元的橢圓形縫隙面陣，天線整體結構如圖6所示。所設計的陣列天線包含微帶線-SIW轉(zhuǎn)接器、一分十二樹狀功分器和12×10縫隙陣列天線，整體結構緊湊，易于集成。

3.1 HFSS-MATLAB-API應用

由于SIW縫隙陣列天線設計理論完善，且設計過程存在大量重復性仿真迭代工作。因此，為有效提高設計效率，本文使用了HFSS-MATLAB-API（HMA）自動生成12×10基片集成波導縫隙陣列天線，實現(xiàn)了自動化設計流程。圖7為程序設計流程，主要分為MATLAB建模環(huán)境設計及HFSS仿真環(huán)境設計，首先在MATLAB環(huán)境中，設置了仿真路徑，計算并定義了天線的各項參數(shù)，接收參量化建模，配置了輻射邊界及激勵條件，再使用HMA運行m文件生成VBScript腳本，最后利用腳本調(diào)用HFSS自動建模進行天線3D布局及電磁兼容性仿真?？筛鶕?jù)實際使用條件任意更換所需頻率、材料介電常數(shù)、損耗角正切等相關參數(shù)，自動生成符合要求的同類型天線，在此基礎上進行仿真及優(yōu)化可有效提高設計效率。

針對SIW縫隙陣列天線所設計的自動化流程，不僅減少了手動操作的時間，增加了仿真容錯率，而且使得天線設計過程更加靈活高效。通過更改MATLAB中的參數(shù)，可輕松調(diào)整天線的性能，以滿足不同的應用需求。

3.2 遺傳算法優(yōu)化

由于縫隙結構涉及的參數(shù)較多、微帶傳輸線輻射損耗較大，故需針對部分重要參數(shù)進行優(yōu)化與分析。通過HFSS與MATLAB軟件的數(shù)據(jù)交互可高效解決此問題。將HFSS的仿真結果導入MATLAB，利用GA迭代優(yōu)化得到最優(yōu)參數(shù)后，再將其導回HFSS仿真。GA流程如圖 8所示。

HMA可以在HFSS中自動建立和模擬天線模型，而遺傳算法用于高效搜索最優(yōu)解，以在77 GHz頻段實現(xiàn)小尺寸、高增益等性能。天線設計模型如式（10）所示：

式中：f1（x）為回波損耗優(yōu)化函數(shù)；f2（x）為增益優(yōu)化函數(shù)；f3（x）為尺寸優(yōu)化函數(shù)。Qi計算公式如下：

Gi（x）及Ri（x）分別代表目標增益和實際增益，當后者大于前者時Qi（x）=0，否則取兩者差值。目標函數(shù)F（x）為：

式中：ω1、ω2和ω3分別為上述三個優(yōu)化目標的權重因子，根據(jù)優(yōu)化目的及經(jīng)驗分別將其設置為0.3，0.2，0.5；x表示優(yōu)化種群，x=xN代表當前正在計算種群中第N個個體的目標函數(shù)值。通過確定進化N代后適應度函數(shù)值最高的個體，即得到目標函數(shù)值的最優(yōu)解。

本節(jié)需優(yōu)化5個參數(shù)，分別為波導波長Lg、半徑R1～R2及相對距離D1～D2，將其作為基因構成染色體。綜合考量優(yōu)化效果及時間因素后，設置初始種群規(guī)模N為100，交叉概率為0.8，變異概率為0.05，循環(huán)次數(shù)為100。最終優(yōu)化后的參數(shù)近似為波導波長Lg=3.695，半徑R1和R2分別為0.219、0.143，相對距離D1和D2分別取0.416、0.327。

3.3 面陣仿真結果分析

優(yōu)化完成后進行面陣整體仿真，由圖9可知，面陣諧振頻率為77 GHz，位于W波段，阻抗匹配良好，此時S11=-31 dB，并且在76.75～77.53 GHz頻段內(nèi)S11lt;-10 dB。77 GHz時仿真最大增益為20.9 dBi，E面方向圖主瓣波束寬度為17°，整體性能良好，在微波和毫米波系統(tǒng)中應用前景廣闊。

3.3.1 優(yōu)化及數(shù)據(jù)后處理分析

本文利用HFSS-MATLAB-API及遺傳算法對所設計天線實現(xiàn)了自動生成及優(yōu)化，還使用電磁仿真軟件HFSS直接對此天線完成了設計及數(shù)據(jù)處理。

由于陣列單元較多、微帶傳輸線輻射損耗較大，仿真結果可能會出現(xiàn)中心頻點偏移、增益較低等現(xiàn)象，故需針對縫隙面陣中各參數(shù)進行系統(tǒng)的優(yōu)化。優(yōu)化過程中需耗費大量系統(tǒng)內(nèi)存，通過參量化研究可得出以下結論：

（1）寬度a與諧振頻率成反比，在一定范圍內(nèi)，隨著寬度a的增加，諧振頻率減小，副瓣電平增大，S11曲線深度隨之改變。但改變a后整體性能都會受影響，故需謹慎調(diào)整。

（2）隨著短路端距離es增大，諧振頻率降低，S11曲線深度也隨之改變。

（3）縫隙長度決定了切割電流線的數(shù)量，進而影響了縫隙的輻射強度，對諧振頻率、方向圖及副瓣電平均有影響。

（4）隨著縫隙寬度增大，諧振頻率減小，副瓣電平增大，會影響輻射效果，故需謹慎調(diào)整。

（5）縫隙偏置決定了電流線的疏密程度，進而影響了縫隙的輻射強度，可適當微調(diào)以改善S11曲線深度及諧振頻點。

（6）微帶線寬度W1對零深深度及位置均有影響。

因此，當仿真結果諧振頻率較低時，可考慮優(yōu)先微調(diào)縫隙長度、結構中心金屬銷釘?shù)目v向位置和微帶線寬度。

3.3.2 天線性能比較

由表2可知，本文所設計的天線相較于其他設計，具有小尺寸、低剖面等優(yōu)勢，更符合物聯(lián)網(wǎng)設備對微型天線的要求。文獻[21]所設計的天線長度為61.67 mm，高度為5.5 mm；文獻[22]中設計的產(chǎn)品尺寸為15.4 mm×30.7 mm，高度為0.508 mm。相較而言，本文所設計的天線尺寸及剖面優(yōu)勢較明顯。

4 結 語

針對傳統(tǒng)波導縫隙陣列天線重量過大的問題，依據(jù)陣列天線分析與綜合理論，利用 MATLAB協(xié)同 HFSS進行建模仿真，基于SIW結構，對縫隙天線的主要結構參數(shù)進行了參量化仿真優(yōu)化，繼而提出了一款可應用于車載毫米波雷達發(fā)射端的SIW橢圓形縫隙陣列天線。首先，基于類波導縫隙陣列天線設計理論，設計并優(yōu)化了W波段十元寬邊橫向串聯(lián)縫隙線陣、1×12功分網(wǎng)絡及微帶線-SIW轉(zhuǎn)接結構，最后在77 GHz頻段實現(xiàn)了12×10單元低剖面SIW橢圓縫隙陣列天線。面陣仿真結果顯示，該天線效率及增益較高，波束窄，方向性好，實用性強。本設計避免了復雜的人力計算成本，天線加工成本低廉，且易于集成，可廣泛應用于車載物聯(lián)網(wǎng)、無線通信等領域。

參考文獻

[1]史秋彥. 基于毫米波時空序列的步態(tài)識別研究[D].南京：南京郵電大學，2023.

[2]王東奇. 基于多模技術的SIW濾波器和雙工器研究與設計[D].南京：南京郵電大學，2022.

[3] DENG S. A traveling-wave slotted array antenna based on SIW at ka-band [C]// 2022 IEEE International Symposium on Antennas and Propagation and USNC-URSI Radio Science Meeting （AP-S/URSI）， Denver， CO， USA： [s.n.]， 2022： 1-2.

[4] ZENG Z， HONG W， KUAI Z， et al. The design and experiment of a dual-band omni-directional siw slot array antenna [C]// Asia-Pacific Microwave Conference. [S.l.]： IEEE， 2007.

[5] IZZUDDIN A， DEWANTARI A， SETIJADI E， et al. Design of 2.4 GHz"slotted SIW array antenna for WLAN application [C]// 2020 International Conference on Radar， Antenna， Microwave， Electronics， and Telecommunications （ICRAMET）. [S.l.]： [s.n.]， 2020.

[6] DEWANTARI A， KIM J， SCHERBATKO I， et al. A sidelobe level reduction method for mm-wave substrate integrated waveguide slot array antenna [J]. IEEE antennas wireless propagation letters， 2019， 18（8）： 1557-1561.

[7]郭保倉. 基于SIW的濾波器與濾波天線的設計與實現(xiàn)[D].重慶：重慶郵電大學，2022.

[8] SUN Z C， LIU S B， HU Z Y， et al. A compact dual linearly-polarized single-plane monopulse antenna array based on SIW and strip-line feed [J]. IEEE transactions on antennas and propagation， 2002， 46（12）： 2308-2316.

[9] MUNIR A， ULFAH M M， CHAIRUNNISA. Multilayered wideband SIW antenna incorporated with slot and DGS [C]// in 18th Mediterranean Microwave Symposium （MMS）. Istanbul， Turkey： [s.n.]， 2018： 22-25.

[10]馬家琪，李春樹，來翔.非機動車交通路口無線智能控制系統(tǒng)[J].物聯(lián)網(wǎng)技術，2024，14（4）：85-89.

[11]楊天明.基于基片集成波導技術的高性能天線研究[D].成都：電子科技大學，2022.

[12]王劍輝.毫米波車載雷達天線研究[D].南京：南京郵電大學，2021.

[13]段雷.77 GHz 微帶陣列天線的研究[D].哈爾濱： 哈爾濱工業(yè)大學，2016.

[14] YU Y R， HONG W， ZHANG H. A low-profile microstrip patch array for W-band array application [C]// 2017 10th UK-Europe-China Workshop on Millimeter Waves and Terahertz Technologies （UCMMT）. [S.l.]： [s.n.]， 2017： 1-3.

[15] WANG W， WANG X T. A 77 GHz series fed weighted antenna arrays with suppressed side-lobes in H-planes [J]. Progress in electromagnetics research letters， 2018， 72： 23-28.

[16] LIU B， HONG W. Substrate integrated waveguide （SIW） monopulse slot antenna array [J]. IEEE transactions on antennas amp; propagation， 2009， 57（1）： 275-279.

[17] WENG Z， GUO R， JIAO Y. Design and experiment on substrate integrated waveguide resonant slot array antenna at ku-band [C]// International Symposium on Antennas， Propagation and EM Theory.Guilin， China： [s.n.]， 2006.

[18] GUAN D F， DING C， QIAN Z P， et al. Broadband high-gain SIW cavity-backed circular-polarized array antenna [J]. IEEE transactions on antennas and propagation， 2016（4）： 1493-1497.

[19] KUNOORU B， NANDIGAMA S， DASARI R. （2020） Design and analysis of high gain slotted SIW array antennas at Ka-band [C]// 2020 IEEE-HYDCON. Hyderabad， India： IEEE， 2020.

[20] TEKKOUK K， ETTORRE M， LECOQ L， et al. （2016） Multibeam SIW slotted waveguide antenna system fed by a compact dual-layer rotman lens [J]. IEEE transactions on antennas and propagation 2016， 64（2）： 504-514.

[21] LOMAKIN K， ALHASSON S， GOLD G. Additively manufactured amplitude tapered slotted waveguide array antenna with horn aperture for 77 GHz [J]. IEEE access， 2022， 10： 44271-44277.

[22] YU Y， HONG W， ZHANG H， et al. Optimization and implementation of SIW slot array for both medium-and long-range 77 GHz automotive radar application [J]. IEEE transactions on antennas and propagation， 2018， 66（7）： 3769-3774.

[23] ZHANG J P， LI B， ZHOU Z P. A substrate integrated waveguide slot antenna for 79-GHz applications [C]// 2018 International Workshop on Antenna Technology （iWAT）. Nanjing， China， 2018： 1-3.

作者簡介：馬家琪（2001—），女，碩士，研究方向為無線射頻技術、電磁場與微波技術。

李春樹（1974—），男，碩士，教授，研究方向為無線通信、信道編碼及圖像處理等。

來 翔（1999—），男，碩士，研究方向為多目標跟蹤、圖像處理。

收稿日期：2024-04-22 修回日期：2024-05-29

基金項目：寧夏大學研究生創(chuàng)新項目（CXXM202402）