室內(nèi)太赫茲無線信道模型研究現(xiàn)狀

關鍵詞：太赫茲通信；太赫茲信道；室內(nèi)通信；無線信道特性；無線信道建模

0引言

隨著移動通信技術的迅猛發(fā)展，無線數(shù)據(jù)傳輸速率近幾十年來每18個月翻倍增長，已經(jīng)接近有線通信系統(tǒng)的容量。當前和未來的無線通信系統(tǒng)需要革命性地提高數(shù)據(jù)傳輸速率，以滿足大量信息交換帶來的通信流量膨脹挑戰(zhàn)。

太赫茲波是指頻率在0.1～10THz（波長在0.03～3mm）的電磁波，位于毫米波和紅外光之間的頻譜區(qū)域。太赫茲通信是一種利用太赫茲波進行信息傳輸?shù)臒o線通信技術。太赫茲波的寬帶特性使得太赫茲通信具備支持超高無線數(shù)據(jù)傳輸速率的潛力，有望滿足高分辨率視頻、數(shù)據(jù)中心網(wǎng)絡和虛擬現(xiàn)實等應用場景的高速無線通信的需求，成為6G通信中最主要的潛在技術。

太赫茲通信系統(tǒng)的設計和優(yōu)化面臨著重要的挑戰(zhàn)，即太赫茲信道的復雜性和不確定性。太赫茲信號在傳輸過程中會受到衰落、反射、散射和衍射等影響，導致信號的時延展寬、頻率選擇性衰落和信號失真等現(xiàn)象。因此需要準確的太赫茲信道建模來描述和預測太赫茲信號在復雜信道中的傳播行為，表征太赫茲信號在信道中的時空特性和大小尺度衰落等。然而，室外信道建模不僅難度大成本高，還需考慮大氣中水分子和氧氣分子對太赫茲信號的吸收效應，以及大氣中氣溶膠和顆粒物對信號的散射影響。鑒于此，本文將重點介紹室內(nèi)場景。

本文的具體組織方式如下：第一節(jié)介紹太赫茲信道的特性，包括大氣分子吸收和太赫茲波傳播特性（反射、散射、衍射和透射特性等）。第二節(jié)介紹室內(nèi)太赫茲信道中常見參數(shù)的研究現(xiàn)狀。第三節(jié)深入探討室內(nèi)太赫茲信道建模的不同方法：確定性信道建模、統(tǒng)計性信道建模和混合信道建模。分析不同建模方法的優(yōu)劣。第四節(jié)對太赫茲信道建模進行展望和總結。

1太赫茲信道特性

信道是一種物理媒介，用于將來自發(fā)送設備的信號傳送到接收端。信道的屬性決定了無線通信的最終性能限制，以及特定傳輸方案和收發(fā)器架構的性能。按照傳輸媒介的不同，信道可以分為兩大類：無線信道和有線信道。其中，太赫茲信道為無線信道。

在無線通信系統(tǒng)中，信號在信道傳輸中會經(jīng)歷大尺度衰落和小尺度衰落。大尺度衰落主要由信號在傳輸路徑中的衰減和散射引起，導致信號強度快速衰減。小尺度衰落由多徑效應引起，導致信號在短時間內(nèi)快速衰落和幅度變化。相較于低頻段，太赫茲頻段由于其較高的頻率和帶寬，呈現(xiàn)出獨特的信道特性，本節(jié)將進行具體介紹。

1.1大氣分子吸收

除了自由空間路徑損失外，大氣分子吸收損失是太赫茲通信系統(tǒng)中的另一個重要限制因素。其是指信號在傳播過程中與大氣中的分子相互作用而導致的功率衰減。在太赫茲頻段，信號的大氣分子吸收主要由水蒸氣和氧氣分子引起。當太赫茲信號穿過大氣時，會遇到各種濃度和溫度的水蒸氣和氧氣分子。這些分子與信號發(fā)生相互作用，吸收信號的能量，導致信號功率的衰減。

圖1展示了太赫茲頻段中大氣、水蒸氣和氧氣分子引起的衰減?？梢钥闯?，在150～1000GHz，水蒸氣分子吸收占主導地位，幾乎等效于大氣分子吸收。而在小于150GHz的頻段，氧氣分子吸收也具有一定的影響。因此，在信道建模中，需要考慮到水蒸氣和氧氣分子吸收帶來的傳輸損耗。例如，文獻[8]在接收功率建模時，考慮到接收功率不僅會受到路徑損失的影響，還受到大氣分子吸收的影響，因此對大氣分子吸收進行了建模。

1.2太赫茲波傳播特性

由于太赫茲波長短的特點，原本在低頻下被視為光滑的表面，在太赫茲頻段可能變得粗糙，表現(xiàn)出不同于低頻的反射和散射系數(shù)?？梢酝ㄟ^瑞利判據(jù)來判斷材料表面是否光滑，以此研究信號經(jīng)歷的反射和散射對信道的影響。

例如，文獻[12]對室內(nèi)D波段（110～170GHz）信道進行了測量，并在反射非視距（Reflected NonLine of Sight，RNLoS）環(huán)境下，研究了鋁板和纖維板2種材料反射對信號功率損失的影響。研究發(fā)現(xiàn)，相比于鋁板，纖維板具有較低的反射率和較高的表面粗糙度，從而導致更高的信號功率損失。文獻[8]在研究非視距（Non Line of Sight，NLoS）信號功率損失時，考慮到傳播過程中的反射損耗，利用材料的粗糙程度和信號的入射角度對反射損耗進行建模。文獻[13]考慮到反射率會受到粗糙度、頻率和入射角等因素的強烈影響，結合瑞利因子對菲涅爾方程進行改進以對電磁波散射進行理論建模。在此基礎上研究了玻璃、石膏和墻紙這3種具有不同粗糙度的代表性材料的散射特性。通過準確建模表面的反射和散射特性，可以優(yōu)化信號的接收和解調(diào)，提高信號的質(zhì)量和可靠性。文獻[14]利用視距（Lineof Sight，LoS）參考的雙測量法測量了240～310 GHz下5種常見的建筑材料的反射系數(shù)，分析了實驗結果與理論瑞利模型的差距，提出了基于實測的入射角依賴的反射系統(tǒng)統(tǒng)計模型，并取得了很好的擬合效果。文獻[15]測量并研究了50種建筑材料的散射系數(shù)，并提出了基爾霍夫一瑞利方法，該方法適用于粗糙表面的散射表征，但在求解復雜結構材料的散射系數(shù)方面仍存在局限性。

太赫茲波傳播的過程中除了受到反射和散射外，還存在障礙物的衍射和透射的影響。文獻[16]對300 GHz室內(nèi)信道在邊緣、楔形和圓柱體等物體上的衍射進行測量，計算結果與刀口模型和衍射均勻幾何理論的模擬結果吻合較好。其中邊緣、楔形場景處的衍射可以忽略，在透明介質(zhì)材料的情況下，透射效應可以進一步降低衍射影響。文獻[ 17]采用太赫茲時域光譜法測量了玻璃、混凝土和花崗巖在200～500GHz的復介電常數(shù)，以計算相關建筑材料的反射率和透射率，并利用復介電常數(shù)進行了300GHz室內(nèi)信道的仿真。

2太赫茲信道參數(shù)研究現(xiàn)狀

本節(jié)對太赫茲信道中常見的研究內(nèi)容進行了介紹，主要包括路徑損失、信道沖擊響應（Channel Im-pulse Response，CIR）／信道傳遞函數(shù)（ChannelTransfer Function，CTF）、功率時延譜（Power DelayProfile，PDP）、時延擴展（Delay Spread，DS）、到達時間（Time of Arrival．ToA）、角度擴展（AngularSpread，AS）和到達角度（Angle of Arrival，AoA），并進行相應的文獻綜述，具體的文獻總結如表1所示。

2.1路徑損失

路徑損失作為一種大尺度衰落，其大小受到多種因素的影響，包括傳播距離、頻率、環(huán)境特性和障礙物等。一般來說，路徑損失會隨著傳播距離或頻率的增加而增加。通過測量和建模路徑損失，可以評估系統(tǒng)的覆蓋范圍、容量和鏈接質(zhì)量，并優(yōu)化無線網(wǎng)絡的部署和性能。

目前常見的路徑損失模型有以下幾種：

①自由空間路徑損失（Free Space Path Loss，F(xiàn)SPL）模型。最簡單和最基本的路徑損失模型，其假設信道中沒有障礙物和多徑傳播，僅考慮信號在自由空間中的傳播損耗。該模型下，路徑損失與距離和頻率的平方成正比。

②Close-In（CI）路徑損失模型。為了對無線信道傳播中的陰影衰落建模，CI路徑損失模型被建立，其選擇某一物理參考距離d下的自由空間路徑損失作為物理截距，是一種單頻率路徑損失模型。

Close-in Free Space Reference Distance withFrequency Dependent Path Loss Exponent（CIF）路徑損失模型，是一種多頻率的路徑損失模型，是CI模型的擴展。相比于CI模型，CIF模型還考慮到頻率損失指數(shù)，其最先由文獻[42]提出。

④Floating-Intercept（FI）（又稱alpha-beta）路徑損失模型，已被應用于WINNER II和3GPP標準。相比于CI和CIF模型，F(xiàn)I路徑損失模型沒有考慮到物理參考距離do，需對物理截距進行建模。因此，基于相同的測量數(shù)據(jù)，F(xiàn)I模型能夠更準確的預測路徑損失。然而，相比于FI模型，CI模型由于其物理參考距離的存在，更具有魯棒性。

⑤Alpha-Beta-Gamma（ ABG）路徑損失模型。為了更準確地對不同頻率的路徑損失進行建模，ABG考慮到模型的頻率依賴項，是一種多頻率的路徑損失模型，是FI模型的擴展。

在路徑損失建模方面，研究人員更偏向于在特定場景和頻率下，采用實驗測量的方法來測量和建模路徑損失，以便豐富不同頻段的數(shù)據(jù)庫。

例如，文獻[19]測量了142 GHz的室內(nèi)信道，建立CI路徑損失模型。在130～143GHz的會議室場景中，文獻[20]同樣構建了CI路徑損失模型。針對126～156GHz頻段，研究人員利用矢量網(wǎng)絡分析儀測量了實驗室、會議室和辦公室等環(huán)境中的信道路徑損失，并建立了FI路徑損失模型。在110～170GHz頻段下，文獻[12]對LoS、受阻LoS以及RNLoS場景進行了CI路徑損失模型的測量和建模。對于140～220GHz頻段，文獻[25]測量并建立了LoS場景下FI路徑損失模型。另一方面，文獻[26]測量了室內(nèi)220～330GHz頻段下的路徑損失，比較了CI、FI、ABG三種路徑損失模型的優(yōu)劣。文獻[27]則測量了110～170 GHz，300～316 GHz下LoS場景的路徑損失，比較CI、FI、CIF、ABG四種路徑損失模型的優(yōu)劣。此外，在240～300 GHz頻段，文獻[46]在消聲室中將天線對準誤差作為高斯隨機變量引入路徑損失進行建模。文獻[29]建立300～320 GHz下的FI路徑損失模型，文獻[5]建立了330～365 GHz下的FI路徑損失模型。

2.2CIR/CTF

在無線通信系統(tǒng)中，信號在傳輸過程中會受到反射、散射、衍射、衰落和干擾等影響，從而導致信號出現(xiàn)多徑效應、時延展寬、失真和衰減等現(xiàn)象。而作為時域函數(shù)的CIR，則可以對影響后的信號進行表征，其描述了發(fā)送單位脈沖信號時信號隨時間的變化情況。而CTF描述信道對不同頻率成分的影響，通過CIR經(jīng)過傅里葉變換得到，可以用來分析信道的頻率選擇性，即不同頻率成分的信號是否受到不同程度的衰減或增益。

CIR和CTF一直以來都是信道建模的重點，通?？梢酝ㄟ^實驗測量獲取。例如，在辦公室場景，文獻[19]利用基于寬帶滑動相關的信道測量系統(tǒng)進行了28、140 GHz下信道測量[42]，將接收到的多徑分量按時間和空間尺度劃分為時間聚簇和空間波瓣，統(tǒng)計建模多徑分量的CIR。文獻[29]給出了CIR的一般表示。文獻[31]分別對LoS、反射、散射、衍射不同的路徑進行建模，建立了多徑CIR模型。文獻[5]測量了330～365GHz桌面場景下的多徑的CIR，計算出該場景下的DS和AS。文獻[23]對室內(nèi)126～156 GHz的LoS和NLoS場景下的信道進行測量，利用測得多徑的簇內(nèi)和簇間特性，對傳統(tǒng)的S-V模型[47]進行空間域的擴展，建立了空時統(tǒng)計信道模型。文獻[32]利用射線追蹤技術測量了300 CHz辦公室場景下的CTF。同時，文獻[33]利用射線追蹤，分析了290～310CHz辦公室場景中CTF，文獻[34]利用射線追蹤仿真的ToA，AoA和振幅等參數(shù)建立了275～325GHz頻段辦公室環(huán)境中的信道傳輸函數(shù)模型。文獻[36]利用幾何模型對CTF進行了建模。

2.3PDP

PDP描述了信道在時間上的色散，是某一時延處接收信號功率的期望，是表征多徑衰落信道的重要參數(shù)。信號經(jīng)過不同路徑到達接收端的時間存在差異，從而造成時間上的擴散。PDP可以表示為CIR的平方。

文獻[22-23]利用矢量網(wǎng)絡分析儀對126～156GHz頻段的PDP進行了測量。在文獻[12，20，25，38-39]中，同樣采用了實驗測量的方法，分別對110～170 GHz、130～140 GHz、140～220 GHz．275～325 GHz、110～170GHz頻段的PDP進行測量，并統(tǒng)計建模。另一方面，文獻[34]針對275～325GHz，利用射線追蹤仿真獲得的多徑AoA和振幅等參數(shù)對PDP建模。而文獻[29]和文獻[33]則分別將室內(nèi)場景建模為長方體和橢柱一雙球模型，利用CIR，對PDP進行建模分析。

2.4DS

DS是指在無線信道中多徑傳播引起的信號ToA的差異，即最后一個可分辨的時延信號與第一個時延信號ToA的差值，用于描述信號在時域上的展寬程度。一般通過統(tǒng)計測得的多徑分量的時延信息來獲取DS。

文獻[19]利用對辦公室142GHz信道測量的多徑信息，建立該場景下DS模型。文獻[20]利用可旋轉(zhuǎn)的定向天線測量到130～143GHz的會議室場景中的多徑分量，統(tǒng)計計算出該場景下的DS。在實驗室、會議室和辦公室126～156GHz的場景下，文獻[23]利用矢量網(wǎng)絡分析儀測量的多徑信息，對DS進行統(tǒng)計建模。文獻[12]針對室內(nèi)110～170GHz場景對均方根DS進行建模。文獻[48]針對實驗室場景，測量310GHz短距離信道特性，對DS進行建模。文獻[33]將室內(nèi)場景進行幾何建模時，通過PDP計算出DS。文獻[38]針對275～325GHz頻段下的辦公室場景，測量并統(tǒng)計了多徑的功率時延分布。文獻[29]對信道中的多徑傳播進行了統(tǒng)計分析。計算出LoS和NLoS環(huán)境下的均方根DS、平均超額時延、最大超額時延等時延相關參數(shù)。文獻[5]測量了330～365 GHz桌面場景下的多徑的CIR，計算出該場景下的DS。

2.5ToA

ToA是指多徑信道中不同路徑上信號到達接收器的時間。ToA可以通過實驗直接測得或者PDP推導出，因此科研人員更加注重用PDP的獲取。

文獻[38]通過旋轉(zhuǎn)定向天線測量并統(tǒng)計了辦公室275～325GHz頻段下的ToA，并與射線追蹤的結果進行比較，分析差異的原因。文獻[34]使用射線追蹤方法模擬了275～325GHz頻段辦公室信道，利用仿真得到的多徑ToA參數(shù)，對ToA建模。文獻[40]通過射線追蹤技術，在小型辦公室場景中研究了300 GHz信號的散射多徑分量的特性，推導出ToA的信道模型。

2.6AS

AS是指在無線信道中，由于多徑傳播引起的信號AoA的差異，用于描述信號在空域上的展寬程度。AS使得接收信號的大小與空間位置有關，從而帶來空間選擇性衰落。一般通過統(tǒng)計測得的多徑分量的角度信息來獲取AS。

文獻[19]測量辦公室142GHz場景下的信道，建立了該場景的AS模型。文獻[20]利用可旋轉(zhuǎn)的定向天線測量到130～143GHz的會議室場景中包含角度域的多徑分量，計算并統(tǒng)計出該場景下的AS。文獻[23]利用矢量網(wǎng)絡分析儀測量了126～156GHz下的AS。文獻[38]通過旋轉(zhuǎn)定向天線測量并統(tǒng)計了辦公室275～325GHz頻段下的AS。文獻[34]使用射線追蹤方法模擬了275～325GHz頻段辦公室信道，對AS建模。文獻[5]測量了330～365GHz桌面場景下的多徑的CIR，計算出該場景下的AS。

2.7AoA

AoA是指多徑信道中不同路徑上信號到達接收器的角度。AoA一般是實驗測得的直接數(shù)據(jù)，通常在仿真實驗和幾何建模時，會對AoA進行建模。

針對126～156GHz，文獻[23]對室內(nèi)AoA進行統(tǒng)計建模。文獻[38]對辦公室275～325 GHz頻段下的AoA統(tǒng)計建模。文獻[34]使用射線追蹤方法模擬了275～325GHz頻段辦公室信道，對AoA建模。文獻[33]利用射線追蹤技術，模擬了室內(nèi)接收端到達角的功率分布。文獻[40]通過射線追蹤（Ray Tracing，RT）技術，在小型辦公室場景中研究了300GHz信號的散射多徑分量的特性，推導出AoA、離開角（Angle of Departure，AoD）和AoA的信道模型。文獻[36]針對室內(nèi)通信場景，利用幾何建模對信道的達到角度進行建模。

3太赫茲信道建模方法

3.1確定性信道建模

確定性信道模型基于電磁波傳播理論準確地測量或模擬波的傳播。該方法是針對特定地點的，需要傳播環(huán)境幾何信息，材料的介電特性以及發(fā)射器和接收器的空間位置等[49]。確定性信道模型的優(yōu)點是建模準確，缺點是僅針對特定場景，需要非常詳細的應用場景信息以及計算復雜度高，具體分為基于實驗測量的方法、基于射線追蹤的方法和時域有限差分（Finite-Domain Time-Domain，F(xiàn)DTD）的方法。

基于實驗測量的方法使用專門的實驗設備測量無線信道，利用獲取的數(shù)據(jù)對信道特性進行分析和建模。常用的測量技術包括頻域信道測量[26]和時域信道測量[45]。頻域信道測量是基于矢量網(wǎng)絡分析儀的測量方法，時域信道測量主要包括基于滑動相關和基于時域光譜太赫茲脈沖的方法[49]。雖然基于實驗測量的方法能夠獲取現(xiàn)場信道的精確信息，但需要實驗設計和硬件部署，數(shù)據(jù)測量和處理往往耗時、昂貴且需要大量人力投入。由于實驗設備的約束，研究人員通常會選擇特定的場景和頻段進行測量。

例如，在文獻[21]中，研究人員利用矢量網(wǎng)絡分析儀測量了位于實驗室、會議室和辦公室中的126～156GHz頻段的無線信道的LoS路徑損失和均方根DS。在同樣頻段下，為了研究室內(nèi)障礙物對信道的影響，文獻[22]進行了大量的室內(nèi)NLoS場景的測量活動，研究了人體、墻壁、門的阻礙和反射對路徑損失和DS的影響。在110～170 GHz的D波段，文獻[24]利用矢量網(wǎng)絡分析儀測量了室內(nèi)LoS場景下的路徑損失和接收天線的波束寬度，并考慮到測量過程中的誤差，對路徑損失數(shù)據(jù)進行校準，建立了校準后的路徑損失模型。同樣在該頻段下，文獻[12]利用矢量網(wǎng)絡分析儀，測量了室內(nèi)LoS場景中的路徑損失和功率時延分布，以及具有遮擋障礙物和反射材料的NLoS場景的路徑損失。在140～220GHz頻段，文獻[25]利用矢量網(wǎng)絡分析儀，研究了室內(nèi)LoS場景下的路徑損失和功率時延分布。在260～400GHz頻段，文獻[18]使用矢量網(wǎng)絡分析儀測量了室內(nèi)CTF，并計算了信道容量。文獻[38]測量室內(nèi)辦公室場景下275～325GHz多徑的功率時延分布，通過旋轉(zhuǎn)定向天線來模擬全向天線，測得了LoS和反射多徑的AoD、AoA和ToA信息，并且與直接利用幾何關系推導的LoS和反射多徑信息作比較，幾何預測的精度與實際測量得到的相差不大。分析得出多徑分量中LoS和一階反射占主導地位，總結發(fā)現(xiàn)三階和四階反射多徑對萊斯K因子，均方根時延和AS影響可以忽略。文獻[50]測量了在100、200、300、400 GHz頻率下不同距離的室內(nèi)和室外無線鏈路的誤碼率和接收功率。

基于射線追蹤[51]的方法是一種仿真實驗的方法，其基于麥克斯韋方程的高頻近似和幾何光學，考慮到信號在空間中的反射、散射和衍射效應，跟蹤每條射線的路徑和相互作用，通過計算機模擬太赫茲信道的傳播過程，計算出信號的傳播路徑損失、多徑效應、相位變化和DS等參數(shù)來建立信道模型。該方法通常需要大量的計算，特別是針對復雜環(huán)境，需要較高的計算成本和仿真時間，然而不再受限于實驗設備，可以靈活地在各種不同的場景下進行仿真。此外，射線追蹤仿真可以生成可視化結果，顯示信號傳播路徑，有助于研究人員理解信號的傳播特性，進行分析和建模。

在142 GHz的室內(nèi)辦公室，文獻[19]利用射線追蹤軟件——NYURay模擬了接收端和發(fā)送端之間傳播的射線，獲得了定向的PDP和多徑分量的ToA等參數(shù)，并與實測數(shù)據(jù)進行比較和分析。文獻[52]對100～1000GHz的辦公室場景進行射線追蹤仿真，分析了接收功率變化和信道時延分布，并將國際電信聯(lián)盟的大氣衰減模型與射線追蹤結果結合起來，分析大氣衰減對CTF的影響。文獻[53]在300 GHz頻段的辦公場景中使用實驗數(shù)據(jù)驗證了射線追蹤模型的準確性。文獻[38，54]利用對300 GHz下的室內(nèi)和Train-to-Infrastructure（T21）場景的信道測量，對該場景下射線追蹤參數(shù)進行了校準。文獻[41]基于Beckmann-Kirchhoff模型，提出了一種新的射線追蹤算法，對太赫茲頻率下粗糙表面的反射和散射進行建模。同時在7mx7mx3m的辦公室內(nèi)進行仿真，研究表面粗糙度對該信道的影響。文獻[53]在300GHz和350GHz的辦公室中進行射線追蹤模擬，估計表面粗糙度對通道容量的影響。此外，文獻[35]考慮到俯仰角平面，利用射線追蹤仿真建立了太赫茲頻譜的三維端到端信道模型。文獻[31]利用射線追蹤方法建立了綜合多徑射線信道模型，該模型包括LoS、反射、散射和繞射路徑，并通過文獻[16，55 -56]中的實驗測量數(shù)據(jù)驗證了模型的有效性。文獻[34]使用射線追蹤方法模擬了275～325GHz頻段辦公室環(huán)境中的多徑傳播環(huán)境，獲得了多徑參數(shù)（如振幅、相位、AoA、AoD和ToA），并建立了信道傳輸函數(shù)模型。文獻[33]利用Wireless InSite軟件和射線追蹤算法對室內(nèi)辦公室場景下的290～310GHz太赫茲通信信道進行建模。文獻[57]使用射線追蹤模擬了室內(nèi)350GHz太赫茲無線通信，以研究信號覆蓋范圍和可達數(shù)據(jù)速率。

FDTD是一種直接求解麥克斯韋方程組的數(shù)值分析方法[58]，將空間和時間離散化，將傳播區(qū)域劃分為小的空間單元和時間步長，使用差分方程來模擬電場和磁場的時域演化。其可以解決信道中復雜的散射體和粗糙表面的影響，但是當場景的尺寸大小波長為單位時，計算復雜性非常高。目前FDTD法大多運用于低于太赫茲的頻段。

3.2統(tǒng)計性信道建模

確定性信道建模雖然可以較為準確的測量或估計信道，但僅適用于特定環(huán)境，針對于其他場景需要重新建模。為了研究和表征更普遍場景下的無線信道特性，研究人員可以采用統(tǒng)計性信道建模（又稱隨機性信道建模）的方法。統(tǒng)計性信道建模分為基于幾何的統(tǒng)計建模和非幾何的統(tǒng)計建模。

基于幾何的統(tǒng)計建模是一種將幾何結構應用于統(tǒng)計建模的方法，其散射體位置根據(jù)一定的概率分布以隨機方式生成，然后再結合幾何和反射、散射等原理建立模型。

文獻[8]將室內(nèi)場景建模為長方體，考慮到空氣分子吸收和信號反射損耗，利用幾何關系建立起接收功率的模型。文獻[13]將雙邊緣衍射模型運用至太赫茲通信系統(tǒng)中，對室內(nèi)人體阻塞的現(xiàn)象進行研究和幾何建模，分析衰減隨時間的變化情況，以及陰影區(qū)域中各路徑的貢獻，并且提出了基于馬爾可夫過程的室內(nèi)移動信道模型。文獻[36]提出了一個適用于室內(nèi)通信系統(tǒng)的三維空時非平穩(wěn)大規(guī)模多輸入多輸出（Multiple Input Multiple Output，MIMO）信道模型，通過幾何關系推導出ToA、AoA和AoD等特征。文獻[33]改進了文獻[59]的橢柱一雙球模型，將天花板上散射體的分布位置建模為橢柱的頂面，使得模型能夠更加適配于室內(nèi)通信場景。文獻[39]提出了一個用于設備對設備通信的短距離桌面場景的二維幾何模型?？紤]到傳輸環(huán)境中散射體和接收端的運動，文獻[60]利用簇與發(fā)送接收端的幾何關系對信道模型的參數(shù)，如角度、功率和時延等進行建模，提出了基于WINNER+的三維非平穩(wěn)寬帶MIMO信道模型。此外，文獻[61-63]針對不同的室內(nèi)無線通信場景，采用隨機幾何方法來建模接收器處的干擾和信噪比，以評估太赫茲室內(nèi)通信網(wǎng)絡的性能。

相比于幾何統(tǒng)計建模，非幾何的統(tǒng)計建模更注重于數(shù)據(jù)的統(tǒng)計特性，無需考慮具體的傳播環(huán)境。通過規(guī)定潛在的概率分布函數(shù)來描述和確定AoD、AoA和DS等參數(shù)，并且僅定義收發(fā)端之間的徑，基于測量或射線追蹤結果來統(tǒng)計得出信道響應中的參數(shù)特性[64]。該方法計算復雜度低，但是準確性較低。

例如，文獻[19]測量了室內(nèi)辦公室場景28和140GHz的信道中時間聚簇和空間波瓣等具體參數(shù)，建立了路徑損失、CIR、時間簇數(shù)、簇子路徑數(shù)、簇間超額時延、簇內(nèi)超額時延、簇功率和子路徑功率、空間波瓣數(shù)、空間波瓣平均方向、子路徑角偏移等相關參數(shù)的統(tǒng)計模型。進而建立了時間簇空間波瓣的混合模型，并利用射線追蹤方法驗證了該模型的有效性。此外，廣義的信道還應包含收發(fā)天線，收發(fā)天線的增益對信號的傳播有積極作用，然而天線對準問題一直困擾實際的測量過程。在室內(nèi)，文獻[65]針對不同天線（波導、標準喇叭、帶棱鏡天線），測量300GHz下的增益方向圖，用高斯模型來對該增益圖進行建模，并利用RT方法來對室內(nèi)辦公室場景進行仿真，獲得信道的路徑損失、萊斯K因子、均方根DS等信息。文獻[66]為了研究天線未對準造成的影響，將天線偏離主波束方向的角度建模為高斯函數(shù)。在此基礎上，進行了蒙特卡洛模擬，評估在300GHz的辦公場景中天線未對準對太赫茲通信信道的影響。推導出與天線失準相關的路徑損失模型。得出天線波束寬度應超過對準標準偏差的1.6倍。文獻[67]研究300GHz下天線運動引起的隨機波束失調(diào)對信道的影響，用高斯和瑞利分布來建立一維和二維的天線運動模型，研究天線運動時的天線增益，并用該模型評估鏈路預算。

3.3混合信道建模

確定性信道建模準確性高但費時耗力，統(tǒng)計信道建模雖然具有較低的計算復雜度，但準確性不如前者?；旌闲诺澜５姆椒ǔ３Ｊ腔旌贤环N建模方法中的不同子方法或者混合不同種建模方法。例如，將確定性建模中的基于實驗測量的方法與基于射線追蹤的方法進行混合建模；將確定性建模中的基于射線追蹤的方法與統(tǒng)計性信道建模方法進行混合建模等?；旌闲诺澜Ｔ诒３譁蚀_性的同時提高建模的效率和可行性，用于平衡精度和復雜性。

例如，文獻[20]使用統(tǒng)計方法分析了130～143CHz頻段室內(nèi)會議室場景中測得的多徑信道的路徑損失、功率分布、AoA、和ToA等特性，并將統(tǒng)計結果與射線追蹤相結合，利用K-Power-Means算法與多徑分量聚類匹配算法，建立室內(nèi)多徑混合模型。數(shù)值結果表明，該混合通道模型與實測數(shù)據(jù)吻合良好，在時空特征上優(yōu)于傳統(tǒng)的基于統(tǒng)計和幾何的混合模型。文獻[40]對辦公場景下粗糙表面的散射進行建模時，為了減少光線追蹤算法的計算時間和復雜性，將射線追蹤建模與統(tǒng)計建模相結合，建立了基于多徑分量的雙向通道混合模型，并與單純的射線追蹤結果進行比較，模型在接近墻壁更有效。文獻[5]利用有限信道測量材料的電磁特性，并將這些特性應用于射線追蹤，然后進行大量的射線追蹤，建立基于射線追蹤或基于簇的新型信道模型，所提出的建模范式可以有效解決太赫茲通道測量中測量數(shù)據(jù)稀疏的問題。文獻[28]對300 GHz的車廂場景進行有限的信道測量，統(tǒng)計測量的參數(shù)，校準射線追蹤仿真器?；诖罅康纳渚€追蹤仿真，提取路徑損失、DS和AS等參數(shù)。輸入到類似3GPP的準確性無線電信道發(fā)生器中，證明了該研究有效地參數(shù)化了標準信道模型族的車廂內(nèi)場景。文獻[37]采用確定性建模和隨機建模相結合的方法，建立了室內(nèi)太赫茲通道的三維動態(tài)混合模型。在350GHz和650GHz頻率下進行仿真，將DS和萊斯K因子的結果及進行比較，驗證了所提信道模型的有效性。

4現(xiàn)有研究問題分析與未來展望

現(xiàn)有文獻中雖然已有不少關于太赫茲信道的工作，但許多研究仍處于起步階段。例如，科研人員對路徑損失的建模工作中，雖然在很多頻段和通信場景下建立了相關模型，但是建立的模型僅僅適用于特定頻段（如110～170 GHz、220～340 GHz等）或者某一類場景（如辦公室、實驗室等），并沒有形成一個通用的路徑損失模型標準。因此，太赫茲信道亟需進一步研究探索。結合現(xiàn)有文獻分析，作者將在信道測量系統(tǒng)、信道測量活動和信道建模方法三方面進行研究現(xiàn)狀分析與未來展望。

4.1信道測量系統(tǒng)

由于太赫茲波的大氣分子吸收性、散射特性和窄波束的特點使太赫茲信道測量系統(tǒng)相比于較低頻段要求更高。然而，目前的3種可行的信道測量系統(tǒng)存在很多限制，使得太赫茲信道研究存在種種約束。例如，基于矢量網(wǎng)絡分析儀的測量系統(tǒng)具有高時域分辨率，但是測量耗時久，且設備間需要有限連接不適合長距離和室外場景；基于滑動相關的信道測量系統(tǒng)不需要有限連接，可以快速測量獲取時域結果，但是測量帶寬窄且需要進行收發(fā)端間的時頻同步，難度大；基于直接脈沖法的信道測量系統(tǒng)可以測量超大帶寬，但是發(fā)射功率低，測量范圍有限且不適合定向掃描。因此考慮對現(xiàn)有測量系統(tǒng)進行優(yōu)化，比如滑動相關系統(tǒng)中用擴頻方法提高測量帶寬，改善測量帶寬窄的問題，或者使用更加高性能信道測量系統(tǒng)，來滿足高測量頻率、大測量帶寬、高測量距離等。同時，由于實驗測量耗費大量的時間和人力，自動化測量也是未來發(fā)展的一個趨勢。

4.2信道測量活動

目前室內(nèi)太赫茲信道的研究主要聚焦于不超過400 GHz頻段的室內(nèi)場景，包括路徑損失、CIR/CTF、以及PDP等方面。因此，為進一步研究不同應用場景下的太赫茲信道，未來可開展在無人機通信、車聯(lián)網(wǎng)等室外場景以及更高頻段下的信道測量研究。與現(xiàn)在常見的SISO測量相比，MIMO測量不僅可以提高數(shù)據(jù)傳輸速率和抗干擾能力，而且與智能反射面結合還可以動態(tài)調(diào)整電磁波信號，解決太赫茲通信中的LoS遮擋和弱反射問題。因此，超大規(guī)模MIMO的測量活動已經(jīng)成為未來發(fā)展的一個趨勢。同時，由于太赫茲信號波長小的特點，使得太赫茲頻段的超大規(guī)模MIMO系統(tǒng)成為可能。此外，目前的文獻更專注時間和空間平穩(wěn)信道的研究，而對時間空間非平穩(wěn)信道的研究較少。因此，需要進一步開展時間空間非平穩(wěn)信道的研究。

4.3信道建模方法

目前基于確定性信道建?；蚪y(tǒng)計信道建模的方法較多，基于混合建模的方法較少。同時，太赫茲頻段的混合模型也僅僅是初步階段，仍需要更多的探索來完善和驗證模型的有效性和普適性。因此，研究人員可以將重點傾向于混合建模上。此外，在信道建模過程中結合人工智能也成為一種發(fā)展趨勢。例如，在對多徑分量的聚類中，應用人工智能對其學習，訓練出新的聚類算法，從而幫助信道參數(shù)的分析與建模。

5結束語

本文歸納了太赫茲信道特性，闡述了室內(nèi)太赫茲無線信道模型的研究現(xiàn)狀，包括常見的路徑損失模型、CIR/CTF模型以及時延和角度的相關模型。將信道建模方法分為三大類：確定性信道建模、統(tǒng)計性信道建模和混合信道建模。介紹了不同建模方法的優(yōu)點缺點和研究現(xiàn)狀。同時，分析了目前太赫茲信道研究中的問題，提出了太赫茲信道研究的新的見解及發(fā)展方向，為室內(nèi)太赫茲信道研究提供借鑒。