X頻段八波束接收組件的設(shè)計與實現(xiàn)

李佳津，王鵬毅，王 新

(中國電子科技集團(tuán)公司 第54研究所，石家莊 050081)

0 引言

近年來，低軌衛(wèi)星數(shù)量逐漸增多且有向大規(guī)模星座發(fā)展的趨勢，負(fù)責(zé)衛(wèi)星測控設(shè)備需求量越來越大。多波束有源相控陣系統(tǒng)可對多個目標(biāo)同時進(jìn)行跟蹤并接收信號，具備一站多星管理能力，可以很好地解決星座發(fā)展地面管理方面的瓶頸。接收組件作為有源相控陣系統(tǒng)的關(guān)鍵組成部分之一，具有對各個通道進(jìn)行信號放大，相位調(diào)節(jié)以及波束合成等功能，其體積、重量、成本以及功耗等指標(biāo)直接決定整個相控陣系統(tǒng)的性能[1]。在多波束有源相控陣系統(tǒng)中，每一個天線單元中均需要射頻接收組件，在有限空間內(nèi)同時形成多個波束，組件內(nèi)部合路網(wǎng)絡(luò)復(fù)雜，含有眾多分立器件實現(xiàn)高集成難度大、成本高；此外組件內(nèi)部信號的傳輸效率對整個相控陣系統(tǒng)有很大的影響。因此研究和設(shè)計集成度更高、體積更小、性能更優(yōu)的接收組件具有重要意義。

隨著高密度微組裝工藝的發(fā)展，電路布局形式由傳統(tǒng)的二維平面布局向三維立體高密度布局發(fā)展，接收組件形式也逐漸由體積較大、集成度較低的磚塊式向體積較小、集成度較高的瓦片式組件發(fā)展。目前高密度微組裝技術(shù)主要有微波多層印制電路(PCB)技術(shù)、低溫共燒陶瓷(LTCC)技術(shù)、高溫共燒陶瓷(HTCC)技術(shù)共3種。其中LTCC技術(shù)是以低溫?zé)Y(jié)的陶瓷材料為基板進(jìn)行三維疊構(gòu)，這種材料高頻傳輸性能好且燒結(jié)厚度小，用于組件設(shè)計中可以提升其集成度[2-4]，但由于陶瓷基板材料機(jī)械強(qiáng)度差以及散熱能力差，采用這種基板進(jìn)行設(shè)計時其疊層數(shù)量受到限制，不適用于較多層數(shù)的組件設(shè)計；HTCC則是高溫?zé)Y(jié)的陶瓷材料，相較于LTCC，這種材料具有較高的熱導(dǎo)率，散熱性能更好，且同樣具有多層布線能力[5-7]，但同時這種材料導(dǎo)電性能較差，金屬經(jīng)過高溫?zé)Y(jié)后會使得導(dǎo)電性能下降；最后一種則是多層印制板(PCB)技術(shù)，這種技術(shù)以印制板為基板進(jìn)行三維的疊構(gòu)，具有低損耗、優(yōu)良的高頻特性以及低膨脹系數(shù)等優(yōu)點[8-10]，相較于LTCC和HTCC材料加工難度較小且成本較低，因此基于多層印制板技術(shù)對組件進(jìn)行設(shè)計可以滿足其高集成度與低成本需求。

在組件設(shè)計中，波束合路網(wǎng)絡(luò)作為接收組件的關(guān)鍵組成部分，將各個天線單元對應(yīng)通道的輸出信號分別進(jìn)行合成，最終形成多個波束，當(dāng)組件工作在高頻段時，天線布陣間距小，在有限空間內(nèi)實現(xiàn)多套合路網(wǎng)絡(luò)存在較大難度。此外，合路網(wǎng)絡(luò)的通道間隔離度以及相位一致性、插入損耗等指標(biāo)對接收組件的整體性能有較大的影響，因此高效率的小型化合路網(wǎng)絡(luò)也是組件設(shè)計中的一個難點。合路網(wǎng)絡(luò)由若干個功分器級聯(lián)而成，常用的功分器主要有T型功分器、Wilkinson功分器以及Gysel功分器等，T型功分器是最早應(yīng)用的功分器形式，其結(jié)構(gòu)簡單，設(shè)計難度小，但其輸出端口間隔離度較小不能夠滿足組件設(shè)計要求。Wilkinson功分器[11]相對于傳統(tǒng)T型功分器，在兩個輸出端口間存在隔離電阻從而保證了輸出端口間的隔離度且結(jié)構(gòu)相對簡單，能夠保持端口間良好的隔離度[12-14]，而Gysel功分器相對于Wilkinson功分器結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜，體積更大，且傳輸損耗較大[15]，不適用于小型化應(yīng)用。因此，基于Wilkinson功分器對合路網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行設(shè)計可以滿足其小型化以及高效傳輸信號等需求。

使用多層印制板技術(shù)可以實現(xiàn)組件的三維分層布局，有效地減小其尺寸提高組件整體的集成度，但在多層印制板上實現(xiàn)層間低損耗垂直互聯(lián)也是一個需要解決的大問題。目前多層板間的垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)主要有以下幾種：第一種則是耦合形式的垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)，通過電磁耦合來進(jìn)行層間的信號傳輸[16-17]，這種基于耦合形式的垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)在高頻段使用受限，且回波損耗較大，在工作帶寬內(nèi)回波損耗大，且在信號傳輸過程中易受到其他無源結(jié)構(gòu)影響，致使傳輸效果不理想。第二種則是通過圓柱形的同軸孔來進(jìn)行不同層之間的信號傳輸[18-21]，這種垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)應(yīng)用較廣，傳輸損耗小于耦合形式的垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)，且實際加工中也常采用這種結(jié)構(gòu)作為多層板不同層間的信號傳輸結(jié)構(gòu)，但在高頻段同軸孔與傳輸線之間存在不連續(xù)性且同軸孔會存在較為嚴(yán)重的寄生參數(shù)，因此需要對其進(jìn)行精確的建模分析，來降低結(jié)構(gòu)的傳輸損耗。

本文以X頻段八波束接收組件為研究對象，基于多層印制板技術(shù)實現(xiàn)了有源器件以及多套波束合路網(wǎng)絡(luò)的高密度布局，提升了組件的集成度，基于Wilkinson功分器形式設(shè)計了高效小型化的合路網(wǎng)絡(luò)，并對組件內(nèi)部的垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)進(jìn)行了建模分析，通過優(yōu)化結(jié)構(gòu)參數(shù)的方法降低組件內(nèi)部信號傳輸損耗。在此基礎(chǔ)上對組件進(jìn)行了加工測試，結(jié)果表明，在7.5～9 GHz頻率范圍內(nèi)組件增益大于18 dB，輸出駐波比小于1.5，通道間相位一致性小于±5°，滿足多波束有源相控陣系統(tǒng)的工作需求。

1 接收組件方案設(shè)計

X頻段八波束接收組件組成原理如圖1所示，組件主要由低噪聲放大器、八通道幅相控制芯片、八波束合路網(wǎng)絡(luò)及放大器等構(gòu)成。組件對來自16個雙圓極化天線單元的雙圓極化接收信號首先進(jìn)行低噪聲放大，放大后的信號再分別送入16個八通道幅相控制芯片，每個八通道幅相控制芯片集成了兩套一分八功率分配網(wǎng)絡(luò)以及8個極化選擇開關(guān)、8個衰減器和移相器。左旋圓極化與右旋圓極化信號進(jìn)入八通道幅相控制芯片后，分別進(jìn)入兩套一分八功率分配網(wǎng)絡(luò)，分配網(wǎng)絡(luò)輸出的信號再經(jīng)過極化選擇開關(guān)，以實現(xiàn)對任意極化信號的選擇，8個極化選擇開關(guān)的信號再分別經(jīng)過衰減器與移相器對信號進(jìn)行幅度與相位控制，然后由八道幅相控制芯片8個輸出端口輸出，再分別進(jìn)入8套波束合成網(wǎng)絡(luò)完成八波束信號的合成，合成后的信號再經(jīng)過放大送入下一級電路，考慮到組件工作時溫度變化對放大器的影響，組件又在放大器后增加了一級溫補衰減器，為其提供一定增益補償。此外，組件的電源控制單元通過電平轉(zhuǎn)換、穩(wěn)壓的方式，給組件的有源器件提供穩(wěn)定的電平；邏輯控制單元通過輸入不同的控制信號，控制組件中的有源芯片工作在固定的工作模式。

圖1 八波束接收組件原理圖

X頻段八波束接收組件設(shè)計工作頻率為7.5～9 GHz，設(shè)計要求通道增益大于17 dB，噪聲系數(shù)小于1.8 dB，通道間增益小于±5°，輸出駐波比小于1.5，組件鏈路指標(biāo)分配如圖2所示。

圖2 接收組件鏈路指標(biāo)分配

根據(jù)噪聲系數(shù)[4]計算公式：

(1)

通過式(11)可計算出接收鏈路噪聲系數(shù)為1.7 dB，增益為17.8 dB，滿足系統(tǒng)指標(biāo)設(shè)計要求。

2 組件設(shè)計與實現(xiàn)

2.1 高密度疊層設(shè)計

為提升X頻段八波束接收組件集成度，降低組件剖面，組件基于多層印制板技術(shù)進(jìn)行設(shè)計，縱向?qū)崿F(xiàn)低噪聲放大器、八通道幅相控制芯片、放大器等有源器件以及8套路波束合成網(wǎng)絡(luò)的高密度布局，并通過控制不同層間所用印制板的板材厚度來降低組件剖面，進(jìn)一步降低組件的尺寸。

組件三維疊層結(jié)構(gòu)如圖3所示，組件的疊層結(jié)構(gòu)共44層，不同層間通過垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)進(jìn)行信號的傳輸，印制板采用TSM-DS3板材(介電常數(shù)Dk=3，損耗角Df=0.001 1)，SIG1層為組件頂層，用于放置16組低噪聲放大器與八通道幅相控制芯片，所用板材厚度為0.13 mm。SIG2、SIG3、SIG12-17層為芯片電源以及邏輯控制電路走線層，其主要為SIG1層的有源芯片提供工作所需電平以及控制信號，所用板材厚度均為0.13 mm。

圖3 八波束接收組件疊層結(jié)構(gòu)

SIG4-SIG11為八波束合成網(wǎng)絡(luò)層，通過分層設(shè)計將8套合路網(wǎng)絡(luò)分別放置于8層印制板上，且每層走線形式均采用帶狀線形式，使得每個合路網(wǎng)絡(luò)上下均有兩個地層，保證了不同合路網(wǎng)絡(luò)之間不會存在串?dāng)_，且分層布局可以使得8個波束網(wǎng)絡(luò)可以采用相同的布局結(jié)構(gòu)，降低了多套合路網(wǎng)絡(luò)設(shè)計的復(fù)雜度，每個合成網(wǎng)絡(luò)的輸入信號由SIG1層八通道幅相控制芯片輸出后經(jīng)垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)分別輸入至8套合路網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行波束合成，合路輸出信號再經(jīng)垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)輸出至組件底層SIG18，合路網(wǎng)絡(luò)層所用印制板的厚度均為0.25 mm。

底層SIG18層放置有低噪聲放大器以及電源、邏輯信號控制單元，低噪聲放大器對于來自合路網(wǎng)絡(luò)的信號進(jìn)行放大，電源以及邏輯信號控制單元為組件的有源芯片提供工作所需的電源以及控制信號。

2.2 合路網(wǎng)絡(luò)設(shè)計

基于多層印制板技術(shù)的八波束接收組件的8套合路網(wǎng)絡(luò)分別位于組件的不同層，每套和路網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)基本一致，且所有合路網(wǎng)絡(luò)的電磁環(huán)境基本相同，在實際仿真過程中可以只對一層合路網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行仿真，然后添加垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)，建立完整模型對印制板整體進(jìn)行仿真驗證。本組件中的合路網(wǎng)絡(luò)針對來自16個天線單元的射頻信號進(jìn)行合路并輸出，其整體結(jié)構(gòu)為由多個一分二功分器經(jīng)過四級級聯(lián)而成十六合一的合路器?；诮M件的小型化設(shè)計以及高隔離度、低傳輸損耗等指標(biāo)需求，合路網(wǎng)絡(luò)基于尺寸更小、結(jié)構(gòu)簡單、端口間隔離度更好的Wilkinson功分器形式進(jìn)行設(shè)計。

一分二Wilkinson功分器電路結(jié)構(gòu)如圖4(a)所示，其主要由四分之一波長傳輸線以及一個隔離電阻構(gòu)成。通過奇偶模理論對其進(jìn)行分析，如圖4(b)所示將功分器port1端口的源阻抗Z0等效于兩個阻值為2Z0的阻抗并聯(lián)得到，當(dāng)port2與port3端口施加偶模激勵時，在兩個端口施加大小相同方向相同的電壓，此時電阻R兩端電壓相同，電阻R相當(dāng)于斷路，則功分器的偶模電路如圖4(c)所示，此時偶模電路等效于一個源端阻抗為2Z0負(fù)載阻抗為Z0的單節(jié)傳輸線匹配電路，傳輸線長度為四分之一波長，當(dāng)功分器正常工作時port2端口與源端口port1阻抗匹配，根據(jù)四分之一波長傳輸線的阻抗特性[14]可知傳輸線阻抗：

(2)

圖4 Wilkinson功分器

同理，對功分器施加奇模激勵，等效于port2與port3兩個端口被施加方向相反，大小相同的兩個電壓，如圖4(d)所示，此時電流由port2端口流向port3端口，電阻R可等效為兩個R/2的電阻串聯(lián)，兩個電阻之間等效于接地。此時源端阻抗2Z0被短路，經(jīng)過四分之一波長傳輸線后相當(dāng)于開路，因此電流只流過隔離電阻R，當(dāng)port2端口處阻抗匹配時，由圖4(c)可得：

(3)

根據(jù)此式便可得到Wilkinson功分器中隔離電阻R的阻值。經(jīng)過上述推導(dǎo)即可得到一分二Wilkinson功分器的所有電參數(shù)。

根據(jù)上述分析步驟可以得出，通過奇偶模分析的方法可以把Wilkinson功分器的設(shè)計問題轉(zhuǎn)化為求解阻抗匹配的問題。因此基于上述分析方法，設(shè)計了一款工作中心頻點為8.3 GHz的帶狀線一分二功分器，其端口阻抗均為50 Ohm，根據(jù)式(2)計算可得四分之一波長傳輸線阻抗為70.7 Ohm，根據(jù)式(3)計算可得隔離電阻阻值為100 Ohm，帶狀線功分器基于TSM-DS3 印制板材進(jìn)行設(shè)計，板材厚度為0.25 mm。對其進(jìn)行仿真設(shè)計，其設(shè)計結(jié)果如圖5所示。

圖5 帶狀線一分二功分器

觀察仿真結(jié)果，所設(shè)計的一分二功分器在7.5～9 GHz內(nèi)回波損耗以及端口間隔離度均小于-20 dB，插入損耗小于0.2 dB左右，滿足組件設(shè)計要求。

本文所設(shè)計的合路網(wǎng)絡(luò)需要對16個輸入端口的信號進(jìn)行合成，因此在上述一分二功分器基礎(chǔ)上需對其進(jìn)行級聯(lián)組成十六合一的合路網(wǎng)絡(luò)，級聯(lián)時需要保證合路網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)的對稱性來保證各個輸入端口的幅度相位一致性，但同時合路網(wǎng)絡(luò)各個輸入端口位置由組件表面貼裝的有源器件位置確定，因此合路網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計也需要綜合考慮組件表面有源器件布局。以單個合路網(wǎng)絡(luò)為例，其設(shè)計如圖6所示，組件頂層的16個八通道幅相控制芯片輸出的信號通過垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)分別進(jìn)入8套合路網(wǎng)絡(luò)，單個合路網(wǎng)絡(luò)的布局整體上保持了對稱結(jié)構(gòu)，在輸入端口處受限于器件布局，其結(jié)構(gòu)并不能做到完全對稱，為了保證各個輸入端口處的相位一致性需要對輸入端口處的不對稱結(jié)構(gòu)進(jìn)行仿真優(yōu)化，其優(yōu)化結(jié)果如圖6所示，根據(jù)圖6(c)，兩條不對稱傳輸路徑的相位之差在7.5～9 GHz范圍內(nèi)保持在0.6°以下，幅度之差保持在0.005 dB以內(nèi)，幅度相位一致性良好。

圖6 合路網(wǎng)絡(luò)

接下來對合路網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行仿真，其結(jié)果如圖7所示，根據(jù)7(a)，在7.5～9 GHz范圍內(nèi)合路網(wǎng)絡(luò)各通道的插入損耗小于13 dB，其各通道間幅度之差保持在0.2 dB以內(nèi)，幅度一致性良好；根據(jù)圖7(b)其各通道相位曲線幾乎重合，相位一致性良好；根據(jù)圖7(c)，在7.5～9 GHz，各個端口駐波比小于1.2，傳輸性能良好；根據(jù)圖7(d)，不同通道間隔離度均保持在-20 dB以下，通道間隔離度良好，滿足設(shè)計要求。

圖7 十六合一合路網(wǎng)絡(luò)仿真結(jié)果

2.3 低損耗垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)設(shè)計

在多層印制板電路中，由于電路分布在不同層，因此需要一種垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)將不同層間的電路相連接起來，以實現(xiàn)層間的信號傳輸，垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)在層間進(jìn)行信號傳輸時會存在阻抗不連續(xù)以及寄生參數(shù)的問題，導(dǎo)致信號傳輸損耗增加，因此實現(xiàn)層間信號的低損耗傳輸是垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)設(shè)計中需要解決的問題?；诖诵枰獙Υ怪被ヂ?lián)結(jié)構(gòu)建立精確的模型進(jìn)行分析，從而對其進(jìn)行有效地優(yōu)化設(shè)計，實現(xiàn)層間信號的低損傳輸。

首先確定組件表層以及內(nèi)層的傳輸線形式：微帶線和共面波導(dǎo)常用于印制板表層信號傳輸，共面波導(dǎo)結(jié)構(gòu)如圖8(a)所示，其相對于微帶線，其兩側(cè)存在兩條地平面，這種包含在導(dǎo)體和地之間的電場結(jié)構(gòu)，減小了鄰近傳輸線之間的電場耦合，使得鄰近傳輸線之間達(dá)到良好的隔離，此外這種特殊結(jié)構(gòu)的導(dǎo)體與地的空間占用率很小，更適合應(yīng)用于多層印制板電路中表層布線，由于其擁有相較于微帶線更好的信號隔離效果，所以在本組件設(shè)計中，表面?zhèn)鬏斁€形式采用共面波導(dǎo)形式。多層印制板的內(nèi)部傳輸線形式則多采用帶狀線，如圖8(b)所示帶狀線埋置于兩層介質(zhì)板之間，上下兩側(cè)均是地平面，能夠很好地將該層信號與其他層間隔離開來，因此本組件內(nèi)部走線形式采用帶狀線，并在此基礎(chǔ)上在帶狀線兩側(cè)加入接地通孔，可以防止同層內(nèi)帶狀線之間的信號串?dāng)_，以實現(xiàn)良好的層內(nèi)信號隔離。

圖8 垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)示意圖

本組件中用于層間信號傳輸?shù)拇怪被ヂ?lián)結(jié)構(gòu)基于同軸孔的形式進(jìn)行設(shè)計，因此，本文的垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)形式為共面波導(dǎo)-同軸孔-帶狀線。其等效模型如圖8(c)所示，其主要由3部分構(gòu)成，分別是同軸孔、與層間傳輸線連接的焊盤結(jié)構(gòu)，以及將過孔與地層或者電源層隔離開的反焊盤結(jié)構(gòu)，在此基礎(chǔ)上在過孔的周圍加上一圈接地通孔，可以有效減少過孔信號傳輸?shù)妮椛鋼p耗，提供信號回流路徑，改善過孔傳輸信號的質(zhì)量。

基于同軸孔的垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)在信號傳輸中存在兩個問題：

1)同軸孔在傳輸線上會表現(xiàn)為阻抗不連續(xù)的斷點，會使得傳輸?shù)男盘柊l(fā)生反射，增大信號的傳輸損耗；

2)在高頻段，同軸孔會與周圍地層之間存在嚴(yán)重的寄生參數(shù)效應(yīng)，這些寄生參數(shù)會使得過孔的傳輸性能受到影響。因此同軸孔的設(shè)計不合理會使得信號傳輸損耗增加，從而影響整個組件的工作性能。接下來將對此結(jié)構(gòu)進(jìn)行建模分析，其等效電路如圖9所示。

圖9 垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)等效電路

首先對其傳輸阻抗的不連續(xù)性進(jìn)行分析，從上層共面波導(dǎo)過渡到下層帶狀線時，垂直同軸孔可以等效為電感，其電感值根據(jù)經(jīng)驗公式[22]可近似為：

(4)

式中，lvia為垂直通孔的長度，v為自由空間的波速，γ=0.577 2為歐拉常數(shù)，ω為傳輸線線寬度，λ0為信號的波長，εr為傳輸線等效介電常數(shù)。這個電感與傳輸線原有的電感L0串聯(lián)，導(dǎo)致在傳輸線與同軸孔在過渡段的總電感增加為：

L=L0+△L

(5)

根據(jù)傳輸線特性阻抗計算公式，過渡段傳輸線特性阻抗變?yōu)椋?/p>

(6)

而過渡段外傳輸線線的特性阻抗仍然是：

(7)

其中：C0為傳輸線原有電容，為了減少反射降低駐波，使得信號優(yōu)良傳輸，保證阻抗匹配，需要在過渡端引入補償電容△C，使得過渡段阻抗變?yōu)椋?/p>

(8)

根據(jù)式(9)，補償電容△C經(jīng)計算可表示為：

(9)

在垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)中，同軸孔與周圍接地孔形成同軸結(jié)構(gòu)，在同軸孔正下端提供了所需補償電容的焊盤結(jié)構(gòu)，電感計算公式是近似的，因為附加電感的大小會隨頻率的變化而變化，所以補償電容的大小也在變化中，因此需要采用電磁場仿真軟件HFSS進(jìn)行分析。

接下來對同軸孔的寄生參數(shù)進(jìn)行分析，首先根據(jù)同軸孔結(jié)構(gòu)示意圖可知過孔與周圍底層之間存在著寄生電容Cs，其可以近似估算為[20]：

(10)

其中：εr為板材的介電常數(shù)，t為板材厚度，Rpad為焊盤半徑，Rantipad為反焊盤半徑。可以看到過孔的寄生電容主要受焊盤半徑以及反焊盤半徑的影響。

綜合式(9)和式(10)可得同軸孔的不同結(jié)構(gòu)參數(shù)對于其電參數(shù)均有不同的影響，如表1所示。

表1 過孔結(jié)構(gòu)參數(shù)對寄生參數(shù)的影響

根據(jù)表1，在仿真設(shè)計中，可以根據(jù)過孔信號傳輸效果，對其結(jié)構(gòu)參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化，從而對同軸孔的電感以及電容參數(shù)大小進(jìn)行平衡，降低信號傳輸損耗。

綜上，針對同軸孔的阻抗不連續(xù)性以及寄生參數(shù)等問題，均可以采取優(yōu)化焊盤尺寸等結(jié)構(gòu)參數(shù)來減小其影響，由于過孔半徑以及長度需根據(jù)組件實際尺寸確定不能任意變更，因此主要對焊盤半徑、反焊盤半徑以及過孔與接地孔間距這3個結(jié)構(gòu)參數(shù)來對其進(jìn)行優(yōu)化。根據(jù)組件疊層結(jié)構(gòu)，以表層(SIG1)八通道幅相控制芯片輸出端口到第一層波束合路網(wǎng)絡(luò)(SIG4)輸入端口的垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)和第一層波束合路網(wǎng)絡(luò)的輸出端口(SIG4)至底層放大器(SIG18)輸入端口的垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)為例進(jìn)行優(yōu)化仿真。

首先對表層(SIG1)八通道幅相控制芯片輸出端口到第一層波束合路網(wǎng)絡(luò)(SIG4)輸入端口的垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)進(jìn)行仿真，根據(jù)圖3所示的組件疊層結(jié)構(gòu)由SIG1層至SIG4層的同軸孔共需穿越3層印制板、3層半固化片以及兩個地層，同軸孔長度為0.906 mm，同軸孔半徑定為0.3 mm，周圍地孔半徑定為0.2 mm，仿真結(jié)果如圖9所示。根據(jù)圖9(a)，同軸孔與地孔間距在1.4～1.8 mm范圍內(nèi)，當(dāng)同軸孔與地孔間距增大時，回波損耗曲線的諧振點也隨之改變，這是因為隨著地孔與同軸孔距離的改變，其間的寄生電容也隨之改變，因此導(dǎo)致曲線諧振點發(fā)生變化，同時隨著同軸孔與地孔間距變大回波損耗也有一定增加，這是由于地孔與同軸孔間距增大的同時導(dǎo)致地孔之間的間距也有一定增大，對同軸孔信號的屏蔽作用有一定減?。挥^察圖9(d)可知隨著地孔與同軸孔間距的增大其插入損耗變化并不是很明顯，但隨著頻率的增加，插入損耗明顯有增大的趨勢，這是因為隨著頻率的增加過孔的寄生參數(shù)影響愈發(fā)明顯，傳輸損耗也逐漸變大。在同軸孔與地孔的間距為1.8 mm時，回波損耗的諧振點在中心頻點8.3 GHz左右，回波損耗小于-35 dB，且插入損耗小于0.1 dB傳輸效果更好，因此同軸孔與地孔之間的間距設(shè)為1.8 mm。

根據(jù)圖9(b)和圖9(e)，可以觀察到反焊盤半徑在0.6～0.8 mm范圍內(nèi)，隨著反焊盤半徑的增加回波損耗以及插入損耗逐漸變小，且諧振點發(fā)生了變化，這是由于反焊盤的增大使得同軸孔與周圍地層之間的寄生電容發(fā)生了改變，從而使得回波損耗諧振點發(fā)生了改變，且反焊盤過小時會使得上下層之間的信號傳輸受阻，因此隨著反焊盤半徑增加傳輸損耗逐漸變?。坏瑫r在0.8～1mm范圍內(nèi)隨著反焊盤半徑的增大，傳輸損耗又逐漸增加，這是由于反焊盤尺寸過大使得表層傳輸線的信號失去了自身的地，使得傳輸性能變差。在反焊盤半徑為0.8 mm時，在中心頻點8.3 GHz處回波損耗最小，小于-35 dB，插入損耗小于0.1 dB，傳輸損耗最小，因此反焊盤半徑設(shè)為0.8 mm。

根據(jù)圖9(c)和圖9(f)，可以觀察到同軸孔焊盤半徑在0.3～0.4 mm范圍內(nèi)，隨著焊盤半徑的增加回波損耗的諧振點發(fā)生了改變，且回波損耗有一定程度的減小，且插入損耗也逐漸減小，這是由于隨著焊盤的增大，為過渡段傳輸線提供了補償電容，一定程度上減小過孔與傳輸線之間的不連續(xù)性，改善了信號的傳輸效果，但同時在0.4～0.7 mm范圍內(nèi)，隨著焊盤半徑的增大回波損耗與插入損耗又開始逐漸變大，這是因為焊盤繼續(xù)增大時，補償電容超出了所需補償值，且其與周圍地層之間的寄生參數(shù)也逐漸變大，從而增加了信號傳輸?shù)膿p耗，使得傳輸效果變差；在焊盤半徑為0.4 mm時，在中心頻點8.3 GHz處回波損耗最小，小于-35 dB，插入損耗小于0.1 dB，傳輸損耗最小，因此焊盤半徑設(shè)為0.4 mm。

根據(jù)上述優(yōu)化結(jié)果，SIG1層至SIG4層的垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)優(yōu)化后的設(shè)計參數(shù)如表2所示，最終優(yōu)化后的過孔仿真結(jié)果如圖10所示，根據(jù)圖10(b)可知過孔在工作頻點8.3 GHz處回波損耗小于-40 dB，插入損耗小于0.1 dB，傳輸性能良好，滿足實際工作需求。

表2 SIG1層-SIG4層垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)參數(shù)

圖10 SIG1-SIG4垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)仿真結(jié)果

接下來對第一套合路網(wǎng)絡(luò)輸出端口(SIG4)至組件底層放大器輸入端口(SIG18)的垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計，由SIG4層至SIG18層過孔長度為6.718 mm，同軸孔半徑為0.3 mm，地孔半徑為0.2 mm，對其進(jìn)行優(yōu)化，優(yōu)化后結(jié)構(gòu)參數(shù)如表3所示，其優(yōu)化結(jié)果如圖11所示。根據(jù)圖11過孔在工作頻點8.3 GHz處回波損耗小于-50 dB，插入損耗小于0.2 dB，在10 GHz頻率范圍內(nèi)傳輸回波損耗小于-20 dB，插入損耗小于-0.2 dB，傳輸性能良好，滿足實際工作需求，但對比于前面所仿真的SIG1層-SIG4層的垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)其傳輸性能變差，這是由于隨著同軸孔穿層的數(shù)量增多，其周圍電磁環(huán)境愈發(fā)復(fù)雜，優(yōu)化結(jié)構(gòu)參數(shù)只是相對平衡了垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)中寄生電容和電感的影響，并不能完全消除，因此在多層板的設(shè)計中要盡量合理設(shè)計電路的布局，盡量減少較長的垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)的使用。

表3 SIG4層-SIG18層垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)參數(shù)

圖11 SIG1-SIG4垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)

圖12 SIG4層-SIG18層 垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)

3 實物與測試

加工完成的接收組件體積為80 mm×80 mm×7.66 mm，工作頻段為7.5 ～ 9 GHz，組件共有16個接收模塊，每個模塊含有低噪聲放大器以及八通道幅相控制芯片，對來自16個雙圓極化天線單元的射頻信號進(jìn)行接收，每個模塊有兩個輸入端口分別接收左旋圓極化信號以及右旋圓極化信號，經(jīng)過低噪聲放大器與八通道幅相控制芯片后分8路輸出，分別送入8套波束合路網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行合成，合路完成的八波束信號分別從組件的八路輸出。

對組件進(jìn)行測試時，一路輸出通道為一組，測試組件16個接收模塊的增益以及相位一致性等指標(biāo)，以其中一路輸出通道為例其測試結(jié)果如圖13所示，在7.5～9 GHz范圍內(nèi)，組件增益大于18 dB，各模塊之間相位之差小于5，相位一致性良好，輸出駐波比小于1.5，具有良好的射頻傳輸特性，滿足低損耗傳輸需求。

圖13 組件測試結(jié)果

4 結(jié)束語

本文設(shè)計了X頻段八波束接收組件，基于多層印制板技術(shù)實現(xiàn)了組件上眾多有源器件以及多套波束合成網(wǎng)絡(luò)的高密度布局，提升了組件的集成度?；赪ilkinson功分器的形式設(shè)計了高效的小型化合路網(wǎng)絡(luò)，并對組件內(nèi)部的垂直互聯(lián)結(jié)構(gòu)進(jìn)行了精確的建模分析，得出了不同結(jié)構(gòu)參數(shù)對于信號傳輸?shù)挠绊?，通過優(yōu)化結(jié)構(gòu)參數(shù)的方法降低了組件的傳輸損耗，最后對組件進(jìn)行了加工測試，在7.5～9 GHz范圍內(nèi)，組件增益大于18 dB，各模塊之間相位之差小于5，相位一致性良好，輸出駐波比小于1.5，具有良好的射頻傳輸特性，滿足低損耗傳輸需求，且組件尺寸僅為80 mm×80 mm×7.66 mm，更加符合有源相控陣系統(tǒng)的小型化需求。