一種低回踢噪聲低失調(diào)高頻CMOS 比較器?

王閣藩，劉 博，李 愷，王金嬋

(河南科技大學(xué)電氣工程學(xué)院，河南 洛陽 471000)

比較器是各類模數(shù)轉(zhuǎn)換器及數(shù)據(jù)收發(fā)系統(tǒng)的關(guān)鍵模塊，其噪聲、失調(diào)和速度直接影響信號鏈系統(tǒng)的整體性能。常見的比較器可分為靜態(tài)和動(dòng)態(tài)比較器[1]，靜態(tài)比較器在復(fù)位、再生階段都存在靜態(tài)電流，導(dǎo)致功耗較大且速度慢；而動(dòng)態(tài)比較器采用一對背靠背交叉耦合的反相器構(gòu)成正反饋，具有響應(yīng)速度快、靜態(tài)功耗極低等優(yōu)勢[2－3]，廣泛應(yīng)用于各類高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器(Analog To Digital Converter，ADC)[4－5]。

比較器的失調(diào)電壓、回踢噪聲等特性都對系統(tǒng)產(chǎn)生重要影響[6－7]:比較器失調(diào)電壓影響數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換精度[8]；回踢噪聲[9]影響動(dòng)態(tài)比較器的跳變點(diǎn)從而降低了ADC 的線性度以及有效位數(shù)。傳統(tǒng)的高精度比較器采用開環(huán)運(yùn)放，速度較慢；而傳統(tǒng)的高速比較器采用鎖存器結(jié)構(gòu)，速度快但失調(diào)電壓高、回踢噪聲大。在Flash ADC 這類[10]采用大量的比較器模塊并高速切換的電路中，比較器的結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)以及指標(biāo)要求尤為關(guān)鍵。

本文提出了一種可有效抑制回踢噪聲的低失調(diào)電壓高頻動(dòng)態(tài)比較器，通過交叉電容中和技術(shù)、鐘控開關(guān)箝位技術(shù)，對預(yù)放大器和鎖存器兩部分進(jìn)行改進(jìn)，有效削減了回踢噪聲和失調(diào)電壓。

1 雙尾動(dòng)態(tài)比較器

1.1 傳統(tǒng)雙尾動(dòng)態(tài)比較器

傳統(tǒng)雙尾動(dòng)態(tài)比較器電路如圖1 所示。復(fù)位階段，CLK 為低電平，M3、M4導(dǎo)通，M5、M8將比較器的輸出電壓拉到零電位。

圖1 傳統(tǒng)雙尾動(dòng)態(tài)比較器

再生階段，CLK 為高電平，鎖存器小信號模型如圖2 所示，C1、C2分別是鎖存器輸入端的寄生電容，gm是交叉耦合反相器MOS 管的跨導(dǎo)。

圖2 再生階段鎖存器小信號模型

由Kirchhoff 定律對節(jié)點(diǎn)A、B分析可知:

電路采用對稱式結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)方法，故而對稱管的gm和ro是相同的，求解式(2)可得輸出節(jié)點(diǎn)電壓VOUTN、VOUTP達(dá)到VDD/2 的用時(shí):

式中:gm＝考慮M6、M7管及各開關(guān)管器件失配問題，鎖存器的輸入失調(diào)電壓為:

式中:ΔVTH是閾值電壓的標(biāo)準(zhǔn)偏差，ΔW/W和ΔL/L分別是管子的溝道寬度、長度失配。

失調(diào)及延遲極大影響電路性能，差分雙尾動(dòng)態(tài)比較器可以較好地處理失調(diào)及延遲問題。

1.2 差分雙尾動(dòng)態(tài)比較器

差分雙尾動(dòng)態(tài)比較器[8]如圖3 所示，在比較階段，鎖存器必須在很短的時(shí)間內(nèi)檢測預(yù)放大器輸出，這就使得傳統(tǒng)比較器需要高精度的CLKB 信號。

圖3 差分雙尾動(dòng)態(tài)比較器

用PMOS 管M11、M12代替?zhèn)鹘y(tǒng)比較器的鎖存器部分的M11，作為預(yù)充電的開關(guān)。而通過采用差分雙尾結(jié)構(gòu)，將CLK 和CLKB 時(shí)鐘變?yōu)镃LK 時(shí)鐘，簡化了時(shí)鐘設(shè)計(jì)，可減少電源紋波等擾動(dòng)，改善了延遲問題。

此外，通過添加MOS 管M13、M14，將節(jié)點(diǎn)Ai＋和Ai－重置為零電位，兩個(gè)節(jié)點(diǎn)電位相等，以避免Ai 節(jié)點(diǎn)之間電壓失配導(dǎo)致比較器失調(diào)增大，從而消除了關(guān)于這兩個(gè)節(jié)點(diǎn)的電壓失配問題。

然而上述兩種比較器分別有一定的缺點(diǎn):

①傳統(tǒng)雙尾動(dòng)態(tài)比較器反相時(shí)鐘的設(shè)計(jì)使得時(shí)序?qū)崿F(xiàn)和延遲問題十分影響電路性能。

②差分雙尾動(dòng)態(tài)比較器雖然降低了失調(diào)電壓但加入了2 個(gè)新的NMOS 管M13、M14，略微增大功耗和面積。

③傳統(tǒng)比較器和差分雙尾比較器輸入對管的柵極、預(yù)放大器差分輸出端之間存在寄生電容，導(dǎo)致在輸入端引入噪聲影響電路性能。

圖4 為傳統(tǒng)比較器及前項(xiàng)電路的簡化結(jié)構(gòu)。在復(fù)位階段，輸入電壓決定差分對晶體管中的電流，而MOS 開關(guān)由于非零電阻將引入一個(gè)小的輸出電壓，使電路成為一個(gè)放大器。而再生節(jié)點(diǎn)上的大電壓變化必然通過寄生電容耦合到輸入端，引起輸入對管漏極電壓變化，干擾輸入信號，這稱為回踢噪聲(Kickback Noise)。

圖4 等效回踢噪聲原理圖

為削減回踢噪聲、解決上述三個(gè)問題，本文提出了一種高頻低失調(diào)低回踢噪聲電路。

2 提出的雙尾動(dòng)態(tài)比較器

在傳統(tǒng)雙尾動(dòng)態(tài)比較器和差分雙尾動(dòng)態(tài)比較器的基礎(chǔ)上，提出了一種高頻低失調(diào)低回踢噪聲的動(dòng)態(tài)比較器，整體電路如圖5 所示。

圖5 本文提出的低失調(diào)低回踢噪聲動(dòng)態(tài)比較器

比較器中M0～M4及MOS 型電容M14、M15構(gòu)成預(yù)放大器，M5～M12及鐘控MOS 開關(guān)M13構(gòu)成鎖存器。電路可工作在1 GHz 時(shí)鐘下，實(shí)現(xiàn)高頻低失調(diào)低回踢的動(dòng)態(tài)比較器，下面分別對預(yù)放大器和鎖存器進(jìn)行分析。

2.1 電容補(bǔ)償預(yù)放大器設(shè)計(jì)

為了降低電路的回踢噪聲，提高比較器精度，應(yīng)削減輸入對管M1、M2的漏端電壓變化幅度，減少寄生電容放電。圖6 是本文采用的電容補(bǔ)償預(yù)放大器結(jié)構(gòu)，在輸入端增加M14、M15源、漏短接構(gòu)成的MOS電容，用來降低輸入阻抗、提供差分對電流，使得M1、M2的漏極電壓保持在復(fù)位時(shí)建立的電平上下。

圖6 電容補(bǔ)償預(yù)放大器

輸入差分對管M1、M2的寬長比等參數(shù)完全一致，則M1和M2的柵極和漏極之間的寄生電容為

MOS 管M14、M15的源極和漏極各自短接，工作在強(qiáng)反型狀態(tài)，作為等效電容。由于輸入差分對的漏端電壓變化此消彼長，而M14、M15交叉結(jié)構(gòu)使得MOS 等效電容與寄生電容相等時(shí)充電電流效果抵消，從而大幅削減回踢噪聲，抑制電路非理想特性，提升魯棒性。

2.2 低延遲低失調(diào)鎖存器

鎖存器用于對預(yù)放大器的輸出信號進(jìn)行處理，主要在再生階段發(fā)揮作用，鎖存器部分電路如圖7所示。

圖7 低延遲低失調(diào)鎖存器

圖7 中，Di＋、Di－是預(yù)放大器的輸出，M11和M12不僅是預(yù)充電的開關(guān)管，還是第二級鎖存器的輸入管，相較于傳統(tǒng)雙尾動(dòng)態(tài)比較器，僅需一個(gè)時(shí)鐘信號，簡化了時(shí)序設(shè)計(jì)；相較于差分雙尾動(dòng)態(tài)比較器，添加了鐘控晶體管M13代替圖3 中的M13、M14晶體管，連接M9、M10的源端，以避免Ai 節(jié)點(diǎn)電壓失配產(chǎn)生失調(diào)電壓。

首先，在復(fù)位階段，CLK 為低電平，預(yù)放大器將輸出Di 充電為高電平，控制晶體管M5、M8導(dǎo)通，使得比較器輸出端VOUTN、VOUTP被下拉至零電位；M11、M12關(guān)斷，鐘控晶體管開關(guān)M13閉合，構(gòu)成交叉耦合反相器的M6、M7和M9、M10晶體管均截止。其次，在再生階段，CLK 為高電平，預(yù)放大器的尾電流源管導(dǎo)通，其輸出節(jié)點(diǎn)Di 的共模電壓以IM0/CDi的速率下降，其中CDi為第一級的負(fù)載電容，輸入差模電壓ΔVDi將在短時(shí)間快速建立。Di 節(jié)點(diǎn)電位由VDD降至VDD－｜VTHP｜時(shí)，M11、M12導(dǎo)通并處于飽和區(qū)，此時(shí)M11、M12流過的電流為:

M11、M12的電流對Ai 節(jié)點(diǎn)充電，直至VAi達(dá)到｜VTHP｜電位，M9、M10導(dǎo)通。則VAi從零電位到｜VTHP｜電位所用的時(shí)間為:

式中:CAi＋，Ai－是節(jié)點(diǎn)Ai 的寄生電容。

相較于差分雙尾動(dòng)態(tài)比較器直接將Ai 節(jié)點(diǎn)拉至零電位，本文的低延遲低失調(diào)鎖存器通過添加M13管，直接將Ai 節(jié)點(diǎn)等電位，拉低并箝位至｜VTHP｜，實(shí)現(xiàn)了電荷再利用。故而在比較器再生階段無需再將電壓從零電位拉升至｜VTHP｜，節(jié)省了從0拉至｜VTHP｜的時(shí)間TAi，實(shí)現(xiàn)了減小延遲的效果。

2.3 高頻低失調(diào)低Kickback 噪聲比較器性能分析

本文提出的高頻低失調(diào)低Kickback 噪聲動(dòng)態(tài)比較器電路具有如下優(yōu)點(diǎn):

①在比較器的預(yù)放大級，采用電容補(bǔ)償預(yù)放大器設(shè)計(jì)，采用MOS 管源漏短接實(shí)現(xiàn)電容，面積小，功耗低，降低了輸入管的漏端電壓變化幅度，大幅削弱了回踢噪聲。

②在比較器的鎖存器部分，采用差分雙尾電流源代替?zhèn)鹘y(tǒng)雙尾比較器的尾電流源，時(shí)鐘信號從2個(gè)減為1 個(gè)，簡化了時(shí)序設(shè)計(jì)，時(shí)鐘要求更寬松。

③采用低延遲、低失調(diào)鎖存器設(shè)計(jì)，通過加入PMOS 開關(guān)管，控制M9、M10的源端，避免了節(jié)點(diǎn)電壓失配。相對于差分雙尾動(dòng)態(tài)比較器，跨接了M13開關(guān)管實(shí)現(xiàn)Ai＋和Ai－等電位，減少了電路面積、失調(diào)和功耗。

綜上所述，本文提出的比較器結(jié)構(gòu)有效削減了回踢噪聲、簡化了時(shí)序設(shè)計(jì)、降低了失調(diào)電壓，在電壓、延遲、失調(diào)、回踢噪聲等關(guān)鍵指標(biāo)方面具有明顯的優(yōu)勢，有一定的價(jià)值。

3 電路仿真及討論

仿真環(huán)境:基于TSMC 40nm CMOS 工藝，溫度為27 ℃，時(shí)鐘頻率Fclk＝1 GHz，VDD＝0.9 V，共模輸入電壓為0.45 V，輸入端VINP是頻率100 MHz、幅度50 mV的正弦波信號，另一輸入端VINN是0.45 V 的恒定電壓。二者輸入比較器進(jìn)行比較，仿真結(jié)果如圖8 所示，可以看出本論文的比較器結(jié)構(gòu)可以對差分輸入信號的電壓大小進(jìn)行比較，并完成判定，并輸出高低電平。

關(guān)于Kickback 噪聲的仿真波形如圖9 所示。

圖9 基于瞬態(tài)仿真的回踢噪聲

由仿真結(jié)果可知，傳統(tǒng)比較器的峰值Kickback噪聲為46.499 mV(49.5 ns 處)，本文結(jié)構(gòu)的峰值Kickback 噪聲為22.297 mV(49.5 ns 處)，仿真結(jié)果表明，改進(jìn)后的比較器Kickback 噪聲減少了23.39 mV，約52.05%，極大地削減了回踢噪聲。

關(guān)于延遲的仿真波形如圖10 所示。

圖10 基于瞬態(tài)仿真的延遲

由仿真結(jié)果可知，輸入端VINP是幅度50 mV 的直流信號，低延遲低失調(diào)鎖存器結(jié)構(gòu)比較器的延遲時(shí)間為71.26 ps，本文結(jié)構(gòu)的延遲時(shí)間為60.91 ps，仿真結(jié)果表明，改進(jìn)后的比較器延遲時(shí)間減少了10.35 ps，約14.52%。

關(guān)于失調(diào)的仿真波形如圖11 所示。

圖11 基于瞬態(tài)仿真的失調(diào)

由仿真結(jié)果可知，傳統(tǒng)比較器的失調(diào)電壓為17 μV，本文結(jié)構(gòu)的失調(diào)電壓為11 μV，仿真結(jié)果表明，改進(jìn)后的比較器失調(diào)電壓減少了6 μV，約35.29%。

本文仿真結(jié)果與近期其他比較器案例的性能對比如表1 所示，對比表明本文提出的高頻低失調(diào)低Kickback 噪聲動(dòng)態(tài)比較器的失調(diào)和回踢噪聲性能具有明顯優(yōu)勢。相較于文獻(xiàn)[11]，本文失調(diào)性能上降低了2 個(gè)數(shù)量級，功耗也大大降低；相較于文獻(xiàn)[12]，其采用0.2 GHz 采樣頻率，遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于本文采樣頻率，故其在回踢噪聲性能方面有優(yōu)勢，但文獻(xiàn)[12]失調(diào)遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于本文結(jié)構(gòu)；文獻(xiàn)[13]與本文都采用40 nm 工藝，但其采用較低的時(shí)鐘頻率，且失調(diào)較大。相較于文獻(xiàn)[14]，雖其失調(diào)較小，但其在時(shí)鐘頻率極低的情況下，功耗仍然較大。本文與傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)在工藝、器件尺寸等相同的情況下，失調(diào)電壓減少約35.29%，Kickback 噪聲減少了約52.05%。在各項(xiàng)關(guān)鍵指標(biāo)方面展現(xiàn)出明顯的優(yōu)越性，適用于高頻、低壓電路。

表1 本文與其他比較器案例的指標(biāo)對比

4 結(jié)論

本文介紹了動(dòng)態(tài)比較器的基本原理，并重點(diǎn)分析了回踢噪聲和失調(diào)、延遲等對電路性能的影響。通過添加交叉耦合電容以降低回踢噪聲，跨接鐘控開關(guān)以降低失調(diào)和延遲，提出了一種新型的低回踢噪聲低失調(diào)高頻CMOS 比較器。

電路采用TSMC 40 nm/0.9 V 標(biāo)準(zhǔn)CMOS 工藝進(jìn)行設(shè)計(jì)與仿真。Cadence Spectre 仿真結(jié)果表明，在良好的延遲和功耗表現(xiàn)下，所提出的比較器失調(diào)電壓為11 μV(降低了約35.29%)，回踢噪聲為22.297 mV(削減了約52.05%)。比較器性能優(yōu)越，適用于對回踢噪聲和失調(diào)電壓較為敏感的電路，如高頻高速Flash ADC、并行ADC 等信號轉(zhuǎn)換器。