Ku 頻段60W 高效率功率放大器芯片設計

陳俊嵩，孫昊，郭躍偉，段磊，盧嘯

（1.電子科技大學物理學院，四川成都，611731;2.河北博威集成電路有限公司，河北石家莊，050000）

0 引言

隨著雷達系統(tǒng)，衛(wèi)星通訊等應用的不斷完善和進步，用戶對于傳輸信息通量更大和可傳輸?shù)木嚯x更長的需求，對通訊系統(tǒng)中非常重要組成部分的功率放大器的要求也越來越高，小型化，大功率，高效率是當前以及未來射頻功率放大器的必然趨勢。

以GaN 為代表的的第三代寬禁帶半導體材料的研究和應用是目前全球半導體研究的前沿和熱點。采用GaAs、InP MMIC 工藝，更高頻放大器輸出功率只能達到百毫瓦水平[1～5]，而GaN 工藝它能在較高的頻率范圍獲得較高的輸出功率[6～7]。GaN 材料體現(xiàn)的寬帶隙、高飽和電子漂移速度、高擊穿電場、高熱導率等優(yōu)異性能，使GaN 基材料成為發(fā)展高頻、寬帶、高效率、大功率電子器件非常理想的半導體材料。

MMIC 集成度高，可以很好的滿足小型化的需求，研究出能在小型單片上輸出足夠大功率的功率放大器具有重大意義。

2014 年K.Kanaya 等人研發(fā)了一款用于衛(wèi)星通信的Ku波 段GaN 功 放MMIC[8]，在13.75～14.5GHz 工作頻段，連續(xù)波輸入的條件下，飽和輸出功率達到20W，小信號增益為20dB。2018 年，東南大學的陶洪琪研制了一款基于GaN HEMT 的X 波段功放MMIC[9]。該放大器為三級級聯(lián)放大結構，輸出級由16 胞管芯合成。在28V 漏壓脈沖測試條件下，8.5～10.5GHz 工作頻率范圍內(nèi)輸出功率大于60W。2023 年肖瑋等人研制了0.20μm GaN HEMT 工藝研制了一款12 V 工作電壓的Ku 頻段功率放大器芯片[10]。芯片面積為2.8 mm×2.6 mm，在17.5～18.0 GHz、漏壓12 V（連續(xù)波）條件下，典型飽和輸出功率2.5 W，附加效率38%，功率增益大于20 dB，線性增益大于27 dB，滿足星載高效率要求。

本次功率放大器芯片基于0.25μm GaN HEMT 工藝平臺制作，工作在Ku 頻段，利用三級級聯(lián)放大結構，末級采用16 管胞進行功率合成。實現(xiàn)輸出功率大于60W，功率附加效率大于35%，小信號增益大于30dB。

1 功率放大器電路設計

1.1 設計思路

設計射頻功率放大器電路前，首先要確定晶體管柵寬。本次設計末級晶體管用16 胞合成，尺寸為10×85μm，驅(qū)動級管芯選擇4 胞尺寸為10×85μm，輸入級管芯為2 胞，尺寸為8×70μm。功率放大器的漏壓為28V，柵壓為-2.0V，對不同柵寬的晶體管進行負載牽引和源牽引，得到的端口阻抗來進行阻抗匹配電路設計。前級需要保證電路的絕對穩(wěn)定，連接穩(wěn)定電路，末級為了減小芯片面積，提高效率，將阻抗匹配網(wǎng)絡和功率合成網(wǎng)絡相結合。

1.2 穩(wěn)定性電路和偏置網(wǎng)絡

一般情況下，沒有外加任何電路時，本次使用的GaN晶體管不是絕對穩(wěn)定的，射頻電路在某些工作頻率和終端條件下有產(chǎn)生振蕩的趨勢，為了讓功率放大器處于絕對穩(wěn)定狀態(tài)，即穩(wěn)定性系數(shù)大于1。穩(wěn)定性系數(shù)表達式如下：

在前兩級管芯的柵偏置輸入端接入電阻－電容RC 并聯(lián)網(wǎng)絡，并聯(lián)電容是為了使晶體管有效柵極電容降低，能夠提升整個電路的截止頻率，并聯(lián)電阻的作用為在不損失高頻增益的情況下，保障功放芯片的穩(wěn)定性，防止電路自激。在對晶體管漏極和柵極饋電時，需要通過偏置網(wǎng)絡，作用是保證直流信號完整地傳輸?shù)骄w管漏極和柵極，同時也要防止電路中的射頻信號泄露流入到直流電源，射頻電路中典型的偏置網(wǎng)絡由四分之波長微帶線和旁路電容接地組成，旁路電容容值較大，只有大于一定頻率的信號才能通過，對于本次輸入的射頻信號是短路點，而對于直流信號無法通過旁路電容到地，由阻抗變換公式(3)可知：

四分之波長微帶線可以把接地的短路點變?yōu)殚_路點，即完成了防止射頻信號泄露的作用。本次為了進一步提高放大器效率和縮小版圖面積，設計的偏置線比四分之波長更短，通過調(diào)諧偏置線長度和與之連接的匹配電路共同進行阻抗變換，后面在匹配網(wǎng)絡設計部分還會詳細說明。

1.3 匹配網(wǎng)絡設計

功率放大器最終功率的輸出大小和效率的高低，除了和晶體管本身飽和輸出功率有關，阻抗匹配網(wǎng)絡[11]的影響也很大。三級級聯(lián)放大結構中，各級之間匹配網(wǎng)絡著重點不同，其中輸入匹配網(wǎng)絡是將第一級管芯的輸入阻抗匹配到源阻抗50Ω，主要改善輸入反射系數(shù)，第一二極間匹配網(wǎng)絡不再需要匹配到50Ω，而是將第一級管芯的輸出阻抗共軛匹配到第二級管芯的輸入阻抗。第二三級間匹配網(wǎng)絡和末級輸出匹配網(wǎng)絡對于輸出功率和功率附加效率的影響相比于前面匹配網(wǎng)絡更大。二三級間匹配網(wǎng)絡設計兩節(jié)L 型網(wǎng)絡，匹配到第三級管胞的輸入阻抗。輸出網(wǎng)絡包括T 型匹配網(wǎng)絡和功率合成器，實現(xiàn)對功率的合成和到負載端口的匹配。阻抗匹配電路結構分許多種，本次工作頻率為15～18GHz，帶寬為3GHz，中心頻率為16.5GHz，相對工作帶寬為18.2%，射頻電路組件相對工作帶寬大于15%，屬于寬帶放大器范圍[12]，所以簡單的窄帶匹配不符合設計頻帶要求。選用集總參數(shù)元件和分布參數(shù)元件混合使用的匹配結構，即用微帶線和電容組合的T 型匹配網(wǎng)絡和多節(jié)L 型匹配結構，對于末級輸出網(wǎng)絡，其功率和漏電流較大，考慮電容的擊穿和整體效率的提高，采用兩個電容串聯(lián)的形式，在版圖中可以增大上下極板面積，防止電容被擊穿。各級晶體管通過負載牽引和源牽引得到最佳阻抗，利用史密斯原圖設計阻抗匹配電路。末級晶體管還需要牽引出二次諧波阻抗，在末級晶體管的漏極，通過設置合適的偏置線寬度和長度，可以控制輸出信號的二次諧波阻抗，類似于F類功率放大器原理[13]，通過在漏極設計匹配網(wǎng)絡對高次諧波進行處理得到想要的漏極電流和電壓波形。由阻抗變換公式(3)可知，調(diào)整偏置線阻抗Z0 和電長度，可以把二次諧波分量近似短路，以提高功率附加效率。

1.4 功率合成網(wǎng)絡設計

傳統(tǒng)的功率合成網(wǎng)絡為威爾金斯功率合成器，但在單片設計中，威爾金斯結構中的四分之波長線較長，無法將芯片面積做小。所以本次功率放大器芯片末級采用輸出阻抗匹配與功率合成網(wǎng)絡相結合的形式，漏極先通過T 型匹配電路將并聯(lián)末級管芯輸出阻抗匹配至合適的中間值，再在最后的輸出端通過T 型結合成結構將并聯(lián)阻抗變換為50Ω。T 型結合成結構示意圖如圖1 所示，相比于傳統(tǒng)功率合成器尺寸更小，帶寬更寬。最終功率放大器整體電路如圖2 所示。

圖1 T 型結合成網(wǎng)絡

圖2 整體電路

1.5 版圖布局和熱穩(wěn)定

版圖布局采用對稱結構，在滿足工藝規(guī)則要求下密集排版，相鄰管胞之間共源連接，節(jié)省面積。電容采用MIM 電容，通過多層工藝實現(xiàn)。而由于芯片面積小，而有源區(qū)管芯較多，熱量集中，在單片上實現(xiàn)大功率的一大難點就是散熱問題。為了保證芯片的熱穩(wěn)定性，有源區(qū)晶體管采用源跨柵接地的方式，如圖3 所示，因為襯底SiC 熱導率良好，通孔遠離熱源即柵條熱導率更好，多胞并聯(lián)方式可以有效分散熱源，降低芯片熱阻，提高芯片的長期可靠性[14]。最終版圖如圖4 所示，芯片面積3.5×5.8mm2。

圖3 源跨柵接地

圖4 電路版圖

2 實驗結果

基于0.25μm GaN HEMT 工藝進行了電路制作，器件采用SiN 進行鈍化保護，氮化硅（SiN）鈍化層作為絕緣介質(zhì)材料，還有避免電流崩塌對器件造成的損壞的作用[15]。設計并制作測試盒體對芯片進行性能測試，如圖5 所示。待測前，儀器首先進行校準，使測試結果準確。先對柵極加電，再對漏極加電，柵壓為-2.0V，漏壓為28V（脈寬100μs，占空比10%）。測試系統(tǒng)如圖6 所示。芯片測試曲線如圖7 和圖8 所示，測試頻率為15～18GHz，從圖7 可知輸出功率大于60W，附加效率大于35%，圖8 是小信號測試結果，小信號增益大于30dB，輸入駐波比良好。

圖5 測試盒體

圖6 測試系統(tǒng)

圖7 輸出功率和功率附加效率

圖8 輸入駐波比和小信號增益

3 結論

本文基于0.25μm GaN 高電子遷移率晶體管(HEMT)工藝設計了一款工作在Ku 波段的大功率高效率功率放大器芯片。設計中優(yōu)化了管芯尺寸和電路匹配網(wǎng)絡，末級輸出匹配網(wǎng)絡和功率合成網(wǎng)絡相結合，并且利用偏置線一起控制二次諧波分量，提高了效率。布局上針對散熱問題進行了熱穩(wěn)定設計，改善了管芯結構和排列方式，設計電磁仿真結果和實測結果都顯示了良好的性能指標，本文設計的GaN 功率放大器具有大功率、高效率并具有一定帶寬等特點，在大功率功率放大器MMIC 領域很有競爭力。