數(shù)字電視地面?zhèn)鬏攩屋d波頻域均衡設(shè)計(jì)及仿真分析

王 星

（山西廣播電視無線管理中心，山西 太原）

在數(shù)字電視的帶寬無線接入系統(tǒng)中，多路徑傳輸不可避免會(huì)出現(xiàn)頻率的選擇性衰落，進(jìn)而導(dǎo)致通信質(zhì)量下降。從現(xiàn)有的技術(shù)來看，主要還是從系統(tǒng)物理層上解決多路徑衰落問題，如加裝橫向?yàn)V波器。在實(shí)際應(yīng)用中，橫向?yàn)V波器雖然可以規(guī)避碼間串?dāng)_帶來的信號(hào)失真與衰落等問題，但是未能有效抑制噪聲，因此輸出信號(hào)的質(zhì)量無法達(dá)到最優(yōu)。隨著技術(shù)的不斷發(fā)展，判決- 反饋均衡器作為一種非線性均衡器在單載波頻域均衡處理方面表現(xiàn)出良好的應(yīng)用效果。設(shè)計(jì)適用于數(shù)字電視地面?zhèn)鬏數(shù)呐袥Q- 反饋均衡系統(tǒng)成為提高信號(hào)質(zhì)量的關(guān)鍵舉措。

1 數(shù)字電視地面?zhèn)鬏攩屋d波頻域均衡設(shè)計(jì)

1.1 單載波頻域均衡關(guān)鍵技術(shù)

提高信號(hào)質(zhì)量是數(shù)字電視推廣發(fā)展的基本前提，如何解決數(shù)字電視地面多路徑傳輸導(dǎo)致的頻率衰落成為必須要攻克的技術(shù)難點(diǎn)。現(xiàn)階段解決多路徑衰落的技術(shù)有多種，如單載波時(shí)域均衡（SC-TDE）、單載波頻域均衡（SC-FDE）以及正交頻分復(fù)用（DFDM）等。從應(yīng)用效果來看，單載波時(shí)域均衡面臨著多路徑時(shí)延拓展導(dǎo)致均衡效果變差的問題；正交頻分復(fù)用對(duì)頻率同步要求太高。相比之下，單載波頻域均衡在抗多路徑衰落方面表現(xiàn)出色，本研究重點(diǎn)分析該技術(shù)的均衡實(shí)現(xiàn)方式。

本研究在設(shè)計(jì)單載波頻域均衡系統(tǒng)時(shí)，借鑒了正交頻分復(fù)用技術(shù)在符號(hào)前插入循環(huán)前綴（CP）從而消除符號(hào)間干擾的思路，如圖1（a）。但是由于單載波（SC）系統(tǒng)不能直接在頻域中插入導(dǎo)頻實(shí)現(xiàn)信道估計(jì)，需要對(duì)幀結(jié)構(gòu)進(jìn)行改良[1]。本研究提出了一種用已知的固定波形（PN）偽隨機(jī)序列來代替循環(huán)前綴的方式，得到了圖1（b）所示的單載波頻域均衡系統(tǒng)幀結(jié)構(gòu)。

圖1 系統(tǒng)幀結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

如圖1（b）所示，將PN 加在需要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)塊前方，得到擴(kuò)展的數(shù)據(jù)塊，并且以FFT 周期連續(xù)發(fā)送數(shù)據(jù)塊。由于任意兩個(gè)傳輸塊中的PN 完全相同，相應(yīng)的多徑信道時(shí)延拓展引入的拖尾也完全一致，這對(duì)于頻域的補(bǔ)償與均衡有積極幫助。

1.2 單載波頻域均衡的實(shí)現(xiàn)方式

1.2.1 信道估計(jì)

信道估計(jì)是單載波頻域線性均衡的重要環(huán)節(jié)，具體又分為時(shí)域估計(jì)和頻域估計(jì)2 種類型。這里以頻域估計(jì)為例，其實(shí)現(xiàn)方式如下：

結(jié)合PN 特性，能夠在頻域估計(jì)系統(tǒng)中獲取信道的沖激響應(yīng)。假設(shè)發(fā)送端數(shù)據(jù)為F(t)，接收端數(shù)據(jù)為R(t)，信道沖激響應(yīng)為H(t),發(fā)送端和接收端的濾波器沖擊分別為Sf和Sr，則存在：

PN 同樣經(jīng)過信道，根據(jù)上式將接收的PN 與本地已知PN 做相關(guān)運(yùn)算，可以得到：

上式中：?表示相關(guān)。將上式做歸一化處理后，可以得到信道的沖激響應(yīng)。為了削弱噪聲的影響，在計(jì)算時(shí)不考慮沖激響應(yīng)的較小估計(jì)值，而是選擇最大估計(jì)值的5%作為門限的沖激響應(yīng)。對(duì)上述信道估計(jì)方法進(jìn)行仿真，觀察頻域估計(jì)的信道響應(yīng)曲線，可以發(fā)現(xiàn)信道響應(yīng)曲線的實(shí)部和虛部均表現(xiàn)出較為規(guī)律的變化。進(jìn)一步對(duì)比頻域估計(jì)和時(shí)域估計(jì)的信道響應(yīng)曲線，可以發(fā)現(xiàn)兩種估計(jì)方法的曲線較為一致，說明兩種信道估計(jì)方法都能得到比較精準(zhǔn)的結(jié)果。但是從算法的實(shí)現(xiàn)上來看，基于頻域的信道估計(jì)算法比較簡(jiǎn)單，更容易實(shí)現(xiàn)。

1.2.2 迫零均衡

頻域線性均衡器的結(jié)構(gòu)組成如圖2。選擇任意一段隨機(jī)數(shù)據(jù)。依次經(jīng)過糾錯(cuò)編碼、星座映射、插入CP后，經(jīng)發(fā)射機(jī)發(fā)送出去；接收機(jī)在順利接收到該數(shù)據(jù)后，通過提取PN、均衡處理、逆映射、信道解碼等一系列流程，順利輸出解碼數(shù)據(jù)，整個(gè)過程如圖2 所示。

圖2 單載波頻率線性均衡器結(jié)構(gòu)示意

假設(shè)發(fā)送端輸出信號(hào)為F(t)，信道響應(yīng)為H(t)，噪聲均方差為σ2，那么接收端信號(hào)R(t)的計(jì)算公式為：

將上式變換到頻域后：

結(jié)合迫零準(zhǔn)則，可知均衡系數(shù)w=1/H。根據(jù)上式可以求出發(fā)送端信號(hào)的頻譜F(K)：

對(duì)迫零均衡器做仿真處理，選擇兩徑等幅通道作為信道模型，并設(shè)置等幅雙徑的回波時(shí)延分別為120 ms 和180 ms，對(duì)應(yīng)的回波功率分別為0 dB 和-5 dB。將信道的噪聲比升高為100 dB，觀察兩徑信道在均衡后的星座圖[2]。結(jié)果表明，即便只加入了少量的噪聲，也會(huì)被信道頻譜的深衰點(diǎn)放大，導(dǎo)致噪聲淹沒傳輸信號(hào)。由此可得，線性均衡無法滿足單載波系統(tǒng)傳輸?shù)男阅芤?，需要使用非線性均衡技術(shù)。

1.3 單載波頻率判決反饋均衡

判決- 反饋均衡器（DFE）是一種常用的非線性均衡設(shè)備，其原理是利用先前碼元的判斷結(jié)果來消除當(dāng)前碼元的碼間串?dāng)_。在已知先前碼元檢測(cè)結(jié)果的前提下，利用前饋濾波器的輸出值減去所有碼元的加權(quán)求和值，從而消除由碼元引起的碼間串?dāng)_。在只有前饋濾波器時(shí)，其輸出信號(hào)中摻雜了采樣點(diǎn)自帶的信道噪聲；但是經(jīng)過反饋判決后，信道噪聲得以消除，最終判決- 反饋均衡器可以輸出不含噪聲的量化電平[3]。本研究在設(shè)計(jì)單載波頻域均衡時(shí)，鑒于FFT 具有時(shí)延性質(zhì)，判決- 反饋均衡器無法直接應(yīng)用到頻域中，因此采取了一種時(shí)域、頻域相結(jié)合的結(jié)構(gòu)，如圖3 所示。

圖3 基于時(shí)域、頻域聯(lián)合的判決- 反饋均衡器

如圖3 所示，判決- 反饋均衡器的頻域均衡主要發(fā)揮了前饋濾波作用，而時(shí)域部分則采用橫向?yàn)V波器完成反饋濾波功能。反饋- 判決均衡器接收到數(shù)據(jù)rm后，經(jīng)過快速傅里葉變換（FFT）處理后得到頻域數(shù)據(jù)R，在頻域內(nèi)乘以系數(shù)W 后，再進(jìn)行快速傅里葉逆變換（IFFT）得到時(shí)域內(nèi)對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)，該過程即為前饋濾波過程。對(duì)時(shí)域數(shù)據(jù)進(jìn)行逐符號(hào)判決，得到數(shù)據(jù)am。通過β 階反饋濾波消除干擾，重復(fù)此過程直到判決結(jié)果顯示數(shù)據(jù)am中不存在干擾，最后輸出均衡后的數(shù)據(jù)[4]。

2 數(shù)字電視地面?zhèn)鬏攩屋d波系統(tǒng)的仿真分析

2.1 仿真環(huán)境

為了驗(yàn)證本研究設(shè)計(jì)的單載波頻域均衡系統(tǒng)的應(yīng)用效果，選用SPW5.0 信號(hào)處理仿真軟件。SPW 作為國(guó)家地面數(shù)字電視高清組規(guī)定采用的唯一仿真軟件，不僅能為用戶提供許多標(biāo)準(zhǔn)化的通信模塊，方便用戶按照需要快速搭建系統(tǒng)，而且還支持用戶自定義模塊。硬件方面，選擇Dell 服務(wù)器作為硬件平臺(tái)；軟件方面，選擇Linux 操作系統(tǒng)；使用C 語(yǔ)言作為開發(fā)程序。

2.2 仿真系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)與參數(shù)設(shè)定

數(shù)字電視地面?zhèn)鬏攩屋d波系統(tǒng)的仿真系統(tǒng)由發(fā)射機(jī)和接收機(jī)兩大部分構(gòu)成，分別設(shè)定設(shè)備參數(shù)，見表1。

表1 發(fā)射機(jī)與接收機(jī)的基本參數(shù)

從發(fā)射機(jī)發(fā)出的信號(hào)從信道傳輸?shù)浇邮斩?；接收端在接收信?hào)后，首先利用根升余弦濾波器進(jìn)行匹配濾波，再將濾波后的數(shù)據(jù)送入均衡模塊，進(jìn)行同步均衡。去掉插入的PN 后對(duì)其數(shù)據(jù)，測(cè)試誤碼率。均衡模塊的仿真結(jié)構(gòu)如圖4 所示。

圖4 均衡模塊結(jié)構(gòu)

圖4 中，輸入端的uw_len 口輸入短PN；uw_fre 口輸入頻域信號(hào)；r 口輸入需要均衡的數(shù)據(jù)。輸出端的H1 口和H2 口輸出估算后得到的信道傳遞函數(shù)；sym口輸出均衡處理后的數(shù)據(jù)；nym 輸出均衡后映射的輸出；Fb口輸出B 個(gè)回波的相對(duì)時(shí)延；cir 口輸出信道沖激響應(yīng)；var 口輸出信道噪聲的方差。

該仿真系統(tǒng)的基本參數(shù)設(shè)定如下：

（1） 有效帶寬，8.4 MHz；

（2） 數(shù)據(jù)塊間隔，500 μs；

（3） 卷積碼碼率，0.5；

（4） 卷積碼約束長(zhǎng)度，10；

（5） 星座映射方式，QPSK、16QAM、64QAM；

（6） 幀長(zhǎng)度，3 600；

（7） 均衡器反饋濾波階數(shù)，5。

2.3 仿真結(jié)果與分析

該仿真系統(tǒng)在SUI-5 信道下的誤碼率曲線如圖5所示。

圖5 SUI-5 信道下系統(tǒng)誤碼率曲線

由圖5 可知，該信道3 種星座映射方式下的“誤碼率- 信噪比”曲線變化較為一致，表現(xiàn)出良好的均衡效果。在此基礎(chǔ)上，測(cè)試了0 dB 回波（即信道深度衰落情況）時(shí)的“誤碼率- 信噪比”曲線，以及均衡前后的星座圖。結(jié)果表明，在信道存在深度衰落時(shí)，系統(tǒng)對(duì)信噪比的要求有所提升，但是系統(tǒng)的均衡性能仍然保持良好[5]。對(duì)比兩徑等幅信道均衡前后的64QAM星座圖可以發(fā)現(xiàn)，均衡后星座圖更加清晰，達(dá)到了理想的均衡效果。

結(jié)束語(yǔ)

數(shù)字電視地面?zhèn)鬏斝诺乐械碾姶挪ㄔ陂L(zhǎng)距離和多路徑傳播時(shí)，受到外部環(huán)境（如電磁干擾）以及自身反射、衍射等因素的影響，會(huì)出現(xiàn)信號(hào)強(qiáng)度衰落情況，導(dǎo)致接收機(jī)接收到的信號(hào)質(zhì)量變差。目前常用的抗多徑衰落方法是加裝均衡器，如橫向?yàn)V波器、反饋判決器等，通過實(shí)現(xiàn)時(shí)域或頻域的均衡，從而消除噪聲干擾和碼間串?dāng)_，達(dá)到提升信號(hào)質(zhì)量的效果。相比于橫向?yàn)V波器等線性均衡器，反饋判決均衡器將接收數(shù)據(jù)依次進(jìn)行頻域轉(zhuǎn)換和時(shí)域轉(zhuǎn)換，在多次的判決、反饋處理后輸出均衡數(shù)據(jù)，取得了更為理想的均衡效果。從仿真結(jié)果來看，本研究設(shè)計(jì)的單載波時(shí)域均衡系統(tǒng)能夠在信道存在深度衰落的情況下發(fā)揮理想的均衡作用，達(dá)到了設(shè)計(jì)預(yù)期。