基于相位差原理的抑制3k次諧波差分N通道濾波器

陳佳佳

（常州鐵道高等職業(yè)技術(shù)學校，江蘇 常州 213011）

0 引言

隨著CMOS和無線通信技術(shù)的快速發(fā)展，多模多頻接收機對濾波器的要求也越來越高，傳統(tǒng)濾波器具有中心頻率不可調(diào)、體積大和不易集成等缺陷，導致其已不再滿足射頻接收機提出的高要求[1-3]。因此，N通道濾波器憑借著中心頻率可調(diào)、線性度高和回波損耗少等優(yōu)勢[4]，廣泛應(yīng)用于多模多頻射頻接收機前端。

近幾十年，N通道濾波器的研究再一次獲得關(guān)注，在理論和結(jié)構(gòu)層面都取得了一定進展。但在具體應(yīng)用中仍然存在著由時鐘采樣特性引起的諧波干擾問題，尤其是奇次諧波的干擾正面臨重大挑戰(zhàn)。因此，諧波抑制特性良好顯得極為重要。

20世紀60年代初，N通道濾波器被首次提出，它的通道數(shù)為N，輸出的傳遞函數(shù)顯示N及N的整數(shù)倍諧波被抑制的形態(tài)，設(shè)置特定通道數(shù)則消除特定諧波[5]。

2017年，何小蓮等[6]提出一種增益提高型差分N通道帶通濾波器，采用差分結(jié)構(gòu)使偶次諧波得到抑制，采用米勒反饋原理，使電容面積減小。此結(jié)構(gòu)提高了中心頻率處的電壓增益，但同時也增大了不需要的諧波增益。同年，Hemati等[7]提出了帶阻加帶通級聯(lián)的結(jié)構(gòu)，在帶通濾波器之前放置一個帶阻濾波器，通過帶阻和帶通級聯(lián)的方式消除N通道帶通濾波器不需要的k次諧波。但此設(shè)計給采樣時鐘信號的產(chǎn)生加大了難度，同時也增加了電路的靜態(tài)功耗。

2020年，Rayudu等[8]提出了一種含有雙開關(guān)結(jié)構(gòu)的N通道濾波器，使得導通電阻Ron不會在濾波器輸出端與源電阻Rs產(chǎn)生分壓，減小了帶外信號的幅值，從而提高了濾波器的帶外抑制能力。

2020年，Karami等[9]設(shè)計了一款基于多相合成技術(shù)的3路8通道帶通濾波器，能夠抑制3次和5次諧波，但此過程中的矢量運算過于復雜易出錯，且電路結(jié)構(gòu)復雜，不利于節(jié)省芯片成本。

綜上所述，設(shè)計一個諧波抑制性能較好且其他綜合性能較強的N通道濾波器是一個重大挑戰(zhàn)。因此，本文提出了一款抑制3k次諧波差分6通道濾波器，該濾波器通過單端轉(zhuǎn)雙端的差分結(jié)構(gòu)抑制偶次和3k次（k為正整數(shù)）諧波，兩個跨導放大器用于電壓求和與提高增益，片外變壓器用于阻抗匹配，提高Q值。與近年來其他相似設(shè)計比較，該濾波器具備良好的諧波抑制特性，且具有良好的線性度和噪聲抑制能力。

1 電路設(shè)計

本文設(shè)計的差分6通道濾波器由基于相位差原理的單端轉(zhuǎn)雙端結(jié)構(gòu)、跨導放大器以及片外變壓器構(gòu)成，完整電路圖如圖1所示。圖中的單端轉(zhuǎn)雙端6通道濾波器主要基于時鐘相位差原理，時鐘相位差關(guān)系如圖2所示，在本振（LO）時間范圍內(nèi)輸入所需信號和不需要3次諧波通過濾波器不同路徑時所需的時間。圖片頂部顯示了時鐘相位間隔（間隔為60°），如果兩個輸出具有120°或240°的相位差，則這兩個輸出相減，3次諧波及其整數(shù)倍在輸出端將被抑制；如果將兩個具有60°相位差的輸出相加，3次諧波及其整數(shù)倍中的奇次諧波在輸出端將被抑制。本設(shè)計依據(jù)60°相位差原理，并引入具有180°相位差的MOS管作為開關(guān)，構(gòu)成差分結(jié)構(gòu)來消除偶次諧波，從而保留所需信號。

圖1 差分6通道濾波器完整電路圖

圖2 時鐘相位差關(guān)系圖

此濾波器與一般的單端轉(zhuǎn)雙端結(jié)構(gòu)類似，區(qū)別在于此濾波器的每條路徑用于上變頻的第一組開關(guān)Si和Si+1具有60°的相位差，作為兩個輸出，相加用于抑制奇數(shù)3k次諧波。與第一組相位相差180°的另一組上變頻開關(guān)Si+3和Si+4作為和兩個輸出，用于抑制偶次諧波。因此，總的輸出電壓為：

在6通道濾波器中，由于采用6相非重疊采樣時鐘信號，連續(xù)且相鄰的采樣開關(guān)時鐘相位延遲TLO/6，因此，若已知采樣開關(guān)時鐘Si(t)，其他采樣開關(guān)表達為Si+a(t)=Si(t-aTLO/6)，經(jīng)傅里葉求和可得：

通過傅里葉變換推導和運算，得出該濾波器輸出電壓的頻域表達式：

由式（3）可知，當n=3k且n為偶數(shù)時，輸出電壓為0，表明濾波器的3k次諧波和偶次諧波在輸出端被抑制，對于所需信號即n=1時，系數(shù)的絕對值(1+e-jπn/3)(1-(-1)n)近似等于增益有所增加。

式（1）的電壓求和由帶有兩個自偏置電阻和耦合電容的跨導放大器完成，如圖3所示，單個跨導放大器的正端輸出電壓表達式為：

圖3 跨導放大器

ɡm(xù)1和ɡm(xù)2分別是晶體管M1,3和M2,4的跨導值，ro1、ro2對應(yīng)的是它們的輸出電阻，輸出電阻值通常由CMOS管的寬長比W/L計算求得，當自偏置電阻R遠比輸出電阻ro1、ro2大時，式（4）可化簡為：

Rout表示晶體管總的等效輸出電阻，Rout=1/2×(ro1||ro2)，負端輸出電壓同理可得，但與正端相比，大小相同、符號相反，此結(jié)構(gòu)的總輸出電壓由正端之和減去負端之和，有益于提高整體增益，本設(shè)計的增益達到10 dB，最后輸出信號經(jīng)過片外變壓器達到阻抗匹配的目的，從而減小了回波損耗。

2 仿真結(jié)果和對比

對本文設(shè)計的差分6通道濾波器電路結(jié)構(gòu)進行仿真驗證，圖中涉及的NMOS開關(guān)管大小尺寸設(shè)定為W/L=25 μm/40 nm，每個NMOS開關(guān)采用占空比為1/6的6相非重疊時鐘驅(qū)動。在TSMC 40 nm CMOS工藝和1.1 V電壓下，采用Cadence Spectre RF仿真工具對該濾波器進行PSS、PAC、噪聲和線性度仿真分析。中心頻率fs=1 GHz對應(yīng)的傳遞函數(shù)曲線如圖4所示，由曲線圖明顯看出本文設(shè)計的差分6通道濾波器與單端結(jié)構(gòu)相比較，較難抑制的3次和5次諧波在本設(shè)計中得到了較好的抑制。其中，3次諧波抑制高達42 dB，帶外抑制達到32 dB，充分表明該濾波器的諧波抑制性能較好，由于使用含有自偏置電阻和耦合電容的跨導放大器，使得有用信號的增益高達10 dB。經(jīng)過S參數(shù)仿真，如圖5所示，該濾波器頻率可調(diào)范圍從200 MHz到1.1 GHz，具有900 MHz的調(diào)諧寬度，包含了許多無線低頻段通信設(shè)備的中心頻率點。如圖6所示，此濾波器在頻率可調(diào)范圍內(nèi)的噪聲系數(shù)NF整體低于6 dB，表明此濾波器具有良好的噪聲抑制能力。如圖7所示，在頻差范圍50 MHz~150 MHz之間的帶內(nèi)IIP3都大于8 dBm，說明此濾波器的帶內(nèi)線性度較好。

圖4 傳遞函數(shù)曲線（fs=1 GHz）

圖5 中心頻率可調(diào)范圍

圖6 噪聲系數(shù)NF

圖7 帶內(nèi)線性度IIP3

本文與近幾年類似文獻的對比數(shù)據(jù)如表1所示，從表1來看，筆者設(shè)計的這款濾波器的參數(shù)指標均符合部分無線低頻段通信設(shè)備的要求，具體的突出優(yōu)勢表現(xiàn)在：3次諧波抑制高達42 dB，帶外抑制達到32 dB，雖然在工藝上存在偏差，但就各項綜合指數(shù)而言，整體性能較好。

表1 本文與近幾年類似文獻的參數(shù)對比

3 結(jié)束語

本文在TSMC 40 nm工藝、1.1 V供電電壓下設(shè)計了一款基于時鐘相位差原理的抑制3k次諧波差分6通道濾波器。該濾波器由單端轉(zhuǎn)雙端的差分6通道濾波器、兩個跨導放大器和片外變壓器構(gòu)成。單端轉(zhuǎn)雙端的差分6通道濾波器抑制3k次（k為正整數(shù)）和偶次諧波，跨導放大器用于提高增益，片外變壓器用于阻抗匹配以提高Q值。Cadence Spectre RF仿真結(jié)果顯示，中心頻率在200 MHz~1.1 GHz可調(diào)，3次諧波抑制高達42 dB，帶外抑制達到32 dB，噪聲系數(shù)NF小于6 dB，帶內(nèi)線性度IIP3大于8 dBm，與其他文獻參數(shù)相比，該濾波器具備良好的諧波抑制能力，且其他綜合性能也較好，在多模多頻射頻接收機前端有著良好的應(yīng)用前景。