基于雙電極傳感器的腐蝕電流檢測(cè)系統(tǒng)抗擾技術(shù)

岑遠(yuǎn)遙，劉聰，萬(wàn)軍，賀瓊瑤，何建新，周俊

（西南技術(shù)工程研究所，重慶 400039）

金屬腐蝕對(duì)裝備的結(jié)構(gòu)具有較大的破壞性，且金屬腐蝕的破壞性是緩慢持續(xù)的過(guò)程，在短期內(nèi)，金屬腐蝕不會(huì)對(duì)裝備造成較大的影響，但長(zhǎng)時(shí)間會(huì)造成裝備結(jié)構(gòu)損傷。近年來(lái)，隨著海洋裝備的大力發(fā)展，在這背后面臨著一個(gè)重要的挑戰(zhàn)，就是裝備金屬結(jié)構(gòu)的腐蝕[1-4]。海洋裝備常服役于海洋環(huán)境中，裝備內(nèi)部不易檢測(cè)的結(jié)構(gòu)常發(fā)生腐蝕現(xiàn)象，在腐蝕后不能被及時(shí)發(fā)現(xiàn)并采取有效的補(bǔ)救措施，極大地影響了裝備的技戰(zhàn)術(shù)性能，嚴(yán)重的可能造成裝備服役壽命縮減，造成巨大的經(jīng)濟(jì)損失[5-7]。

金屬材料的腐蝕往往不能消除，只能進(jìn)行提前有效的預(yù)防，因此針對(duì)復(fù)雜自然環(huán)境下金屬腐蝕以發(fā)現(xiàn)、檢測(cè)為目的的腐蝕檢測(cè)技術(shù)就顯得至關(guān)重要，尤其是在不易檢查的關(guān)重結(jié)構(gòu)位置[8-9]。早期腐蝕檢測(cè)的重要性表現(xiàn)在2方面：一方面，裝備定期的拆裝檢查不僅消耗大量的人力、物力，而且可能會(huì)影響整體性能，造成不必要的損失；另一方面，當(dāng)用肉眼可以觀察到腐蝕效果時(shí)，其腐蝕厚度已經(jīng)達(dá)到金屬原始厚度的10%，此時(shí)就需要花費(fèi)大量的人力和財(cái)力進(jìn)行修復(fù)。

當(dāng)前，常用的腐蝕檢測(cè)方法有傳統(tǒng)的金屬掛片法、電化學(xué)方法、光纖光柵傳感器等方法。其中，金屬掛片法不能長(zhǎng)期實(shí)時(shí)地檢測(cè)數(shù)據(jù)，需要人工測(cè)量；電化學(xué)方法則是通過(guò)測(cè)量金屬電流、電阻等參數(shù)來(lái)表征金屬腐蝕等級(jí)；光纖光柵傳感器穩(wěn)定性好，但光纖光柵信號(hào)解調(diào)復(fù)雜，不宜實(shí)現(xiàn)便攜式和狹小的裝備內(nèi)部環(huán)境中的原位監(jiān)測(cè)。為實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)腐蝕情況，在線監(jiān)測(cè)中主要的方法有[10-12]電偶腐蝕電池法、電化學(xué)阻抗譜、薄膜電阻傳感器、石英晶體微天平、電化學(xué)噪聲監(jiān)測(cè)等方法，這些方法均需要利用高精度信號(hào)采集實(shí)現(xiàn)。

彭旺林[13]為了提高微弱電流信號(hào)檢測(cè)的信噪比，針對(duì)運(yùn)算放大器的電流偏置與失調(diào)電壓對(duì)前置放大電路采樣精度的影響，提出了基于多目標(biāo)遺傳算法優(yōu)化的線性約束自適應(yīng)噪聲抵消方法，并采用三參數(shù)的最小二乘擬合的代數(shù)方程算法對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行了修正，修正后的數(shù)據(jù)平均增長(zhǎng)率約降低52%，平均誤差為1.368%。王選擇等[14]利用二分程控法消失調(diào)電壓的微電流測(cè)量方法，完成了0.1 μA電流的采集。李輝等[15]針對(duì)系統(tǒng)噪聲與電路板布局布線對(duì)電流檢測(cè)精度的影響，利用低偏置高精度運(yùn)放結(jié)合Guarding環(huán)保護(hù)與屏蔽電纜歸環(huán)技術(shù)，實(shí)現(xiàn)了分辨率優(yōu)于1 pA的電流檢測(cè)。葉磊[16]研究了放大電路的相位超前相位補(bǔ)償，實(shí)現(xiàn)了pA級(jí)至μA級(jí)電流的采集。

經(jīng)過(guò)實(shí)驗(yàn)測(cè)試，雙電極傳感器發(fā)生腐蝕后，會(huì)產(chǎn)生100 pA～10 mA的電流。通過(guò)腐蝕持續(xù)過(guò)程中腐蝕電流大小的實(shí)時(shí)檢測(cè)，利用腐蝕電流的大小則可以表征金屬腐蝕速率，而在微弱電流的采集中受電流采樣方式、電路噪聲等的影響較大。

本文對(duì)雙電極傳感器腐蝕電流檢測(cè)技術(shù)進(jìn)行了研究。首先，對(duì)電流檢測(cè)系統(tǒng)總體方案進(jìn)行設(shè)計(jì)，確定出I-V轉(zhuǎn)換方式，對(duì)運(yùn)放偏置產(chǎn)生的影響，擬選擇fA級(jí)偏置電流的運(yùn)放進(jìn)行跨阻放大，對(duì)采集系統(tǒng)的噪聲問(wèn)題通過(guò)設(shè)計(jì)自適應(yīng)濾波器對(duì)噪聲進(jìn)行抑制，通過(guò)MATLAB進(jìn)行仿真分析，驗(yàn)證了自適應(yīng)濾波器在微弱電流采集中的有效性。

1 系統(tǒng)總體方案研究

檢測(cè)系統(tǒng)的整體原理如圖1所示。檢測(cè)系統(tǒng)主要由雙電極探頭、I-V轉(zhuǎn)換電路、信號(hào)調(diào)理電路、電源系統(tǒng)、高精度數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路、STM32控制器、溫濕度傳感器等構(gòu)成。

圖1 腐蝕電流檢測(cè)系統(tǒng)總體設(shè)計(jì)Fig.1 General design of corrosion current detection system

1.1 微弱電流調(diào)理方案研究

在微弱電流的信號(hào)采集中，電流的取樣方式較為重要，常采用的方法主要有采樣電阻法、反饋積分法、反饋電阻法等方式[14-16]。不同采樣方式的采樣結(jié)果完全不同，為此對(duì)采樣方法展開(kāi)研究。

1.1.1 采樣電阻法

取樣電阻法進(jìn)行的I-V轉(zhuǎn)換如圖2所示。此方法結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，通過(guò)1個(gè)電阻即可實(shí)現(xiàn)I-V轉(zhuǎn)換，但會(huì)使Is變大，因?yàn)閂0=IsR，只要Is增大，V0就會(huì)增大。Is不是理想電流源，則很難全部流進(jìn)R，腐蝕電流較小，一般為nA級(jí)，這樣會(huì)導(dǎo)致測(cè)量誤差增大[17-18]。

圖2 采樣電阻法Fig.2 Sampling resistance method

1.1.2 反饋積分法

反饋積分法如圖3所示。反饋積分法的原理是通過(guò)I-F轉(zhuǎn)換后，通過(guò)電流Is對(duì)電容Cf進(jìn)行充電，積分法在一定的時(shí)間內(nèi)對(duì)電容進(jìn)行積分可以降低因?yàn)槟M電路帶來(lái)的噪聲影響，但積分會(huì)影響整個(gè)測(cè)量系統(tǒng)的響應(yīng)時(shí)間。

圖3 反饋積分法Fig.3 Feedback integral method

式（1）為系統(tǒng)在理想狀態(tài)下，通過(guò)積分輸出的電壓變化量表達(dá)式：

其中：Is為輸入電流；Cf為積分電容；T1、T2為積分時(shí)間。

隨著積分時(shí)間的累積，電容的電荷量ΔQ不斷增加，電荷量可用式（2）進(jìn)行表示。

通過(guò)積分時(shí)間與電荷量之間的關(guān)系則可以計(jì)算出此時(shí)間內(nèi)的平均電流Iavg。

在實(shí)際的使用中，運(yùn)放存在偏置電流Ib和輸入失調(diào)電壓Vos，當(dāng)考慮相應(yīng)的偏置電流和失調(diào)電壓的影響后，則電壓可以表示為式（4）。

在本方案中，若采用電容積分法，采樣電路受偏置電流和失調(diào)電壓的影響，設(shè)計(jì)時(shí)選擇低偏置電流和失調(diào)電壓的運(yùn)放降低其影響，可實(shí)現(xiàn)較高精度的電流測(cè)量。但因需要對(duì)電容進(jìn)行長(zhǎng)時(shí)間積分，會(huì)增加整個(gè)系統(tǒng)的功耗，不利于系統(tǒng)長(zhǎng)時(shí)間、戶(hù)外的隨裝檢測(cè)，會(huì)造成系統(tǒng)的工作時(shí)間變短，因此不宜采用I-F轉(zhuǎn)換方案設(shè)計(jì)。

1.1.3 反饋電阻法

反饋電阻法如圖4所示。此方法是利用運(yùn)放的“虛短”特性進(jìn)行測(cè)量，在理想運(yùn)放下，Is可以全部進(jìn)入反饋電阻Rf，在輸出端Vs轉(zhuǎn)換為正確的值[19]。此方法與反饋積分法一樣會(huì)受到偏置電流和偏置電壓的影響，輸入偏置電流Ib和信號(hào)Is將會(huì)同時(shí)流過(guò)反饋電阻Rf，可以得出采集電流輸出的真實(shí)值，如式（5）所示。

圖4 反饋電阻法Fig.4 Feedback resistance method

其中：Rs為電流源內(nèi)阻。

由此可以得到因?yàn)檫\(yùn)放特性帶來(lái)的誤差，見(jiàn)式（6）。

電流源的內(nèi)阻因可認(rèn)為是無(wú)窮大的，所以式（6）可以簡(jiǎn)化為式（7）。

此種方法測(cè)量電流雖然存在一定的誤差，但是相較前2種測(cè)量方法更具有優(yōu)勢(shì)，此方法不需要對(duì)電容進(jìn)行積分，所以在不需要對(duì)電流進(jìn)行采集的時(shí)間可以使系統(tǒng)保持低功耗模式，可以增加系統(tǒng)的工作時(shí)間。對(duì)偏置電壓帶來(lái)的影響則可選擇低偏置運(yùn)放，同時(shí)可以設(shè)計(jì)調(diào)節(jié)電路與軟件濾波器濾波的方式對(duì)運(yùn)放的輸出進(jìn)行調(diào)節(jié)，提高系統(tǒng)的采樣精度。

1.2 信號(hào)調(diào)理技術(shù)研究

1.2.1 運(yùn)放型號(hào)分析確定

跨阻放大器的測(cè)量誤差來(lái)源于輸入偏置電流和偏置電壓，雖然可以通過(guò)硬件設(shè)計(jì)的方法消除一定程度的偏置電壓的影響[20]，但仍需要選擇輸入偏置電流和偏置電壓較低的運(yùn)放。隨著集成電路的飛速發(fā)展，目前集成運(yùn)放的偏置電流已經(jīng)可以達(dá)到fA級(jí)，偏置電壓在μV級(jí)，同時(shí)還要保證運(yùn)放的輸入電阻Ri盡可能地大，才可以保證電流盡可能地經(jīng)過(guò)反饋電阻Rf，輸出結(jié)果更接近理論值[21]。對(duì)于測(cè)量電流最小為100 pA，若跨阻放大器輸出10 mV電壓，則需要使用Rf=100 MΩ。若選擇偏置電流為1 nA的運(yùn)放，則經(jīng)過(guò)100 MΩ反饋電阻后，輸出電壓也達(dá)到100 mV，是不合理的，因此需要偏置電流更小地運(yùn)放。若保證偏置電壓輸出小于100 μA以下，則需要保證運(yùn)放偏置電流低于1 pA。

通過(guò)上述的理論分析，本設(shè)計(jì)的運(yùn)算放大器選擇應(yīng)滿(mǎn)足如下條件[22]：運(yùn)算放大器的輸入偏置電流Ib應(yīng)低于1 pA；運(yùn)算放大器的失調(diào)電壓Vos要盡可能?。贿\(yùn)算放大器的輸入電阻Ri的阻值應(yīng)該充分大，輸入電流盡可能流入反饋電阻，即輸入電阻應(yīng)當(dāng)遠(yuǎn)大于反饋電阻，不小于100 TΩ。

通過(guò)綜合對(duì)比分析后，選擇ADA4530-1型運(yùn)放進(jìn)行設(shè)計(jì)，其主要參數(shù)見(jiàn)表1。

表1 ADA4530-1型運(yùn)放主要性能參數(shù)（25 ℃、典型值）Tab.1 Main performance parameters of ADA4530-1 operational amplifier (25 ℃, typical value)

該型運(yùn)放具有極低的偏置電流和溫度系數(shù)，對(duì)環(huán)境溫度的影響具有更大的容錯(cuò)性。同時(shí)ADA4530-1具有較好的噪聲水平，在0.1 Hz時(shí)，電流噪聲密度僅0.07 fA·Hz1/2，極低的噪聲電流降低了因電流噪聲過(guò)大反饋電阻而產(chǎn)生的誤差。

1.2.2 采集系統(tǒng)檔位調(diào)節(jié)方案

經(jīng)實(shí)驗(yàn)室研究后發(fā)現(xiàn)，本次設(shè)計(jì)的雙電極傳感器在發(fā)生腐蝕時(shí)會(huì)產(chǎn)生100 pA～10 mA的微弱電流。對(duì)于寬范圍的電流，采用跨阻放大器進(jìn)行I-V轉(zhuǎn)換后，無(wú)法使用1個(gè)采樣電阻實(shí)現(xiàn)8個(gè)數(shù)量級(jí)電流的轉(zhuǎn)換，因此設(shè)計(jì)基于ADG708電子開(kāi)關(guān)的8路量程切換檔位，檔位與采樣電阻對(duì)應(yīng)關(guān)系見(jiàn)表2。檔位調(diào)節(jié)電路設(shè)計(jì)原理如圖5所示，通過(guò)單片機(jī)即實(shí)現(xiàn)對(duì)電子開(kāi)關(guān)通道進(jìn)行切換，從而實(shí)現(xiàn)不同檔位電阻的采樣。

表2 系統(tǒng)調(diào)節(jié)檔位Tab.2 System adjustment gear

圖5 檔位調(diào)節(jié)電路設(shè)計(jì)Fig.5 Design of gear adjustment circuit

1.2.3 采集系統(tǒng)調(diào)理電路設(shè)計(jì)

設(shè)計(jì)的采集系統(tǒng)調(diào)理電路如圖6所示。調(diào)理電路由ADA4530-1型運(yùn)放組成跨阻放大器，LMC6001運(yùn)放實(shí)現(xiàn)的是第二級(jí)放大，設(shè)置增益為25倍。通過(guò)R55后，ADC檢測(cè)到的電壓范圍則是250 mV～2.5 V，ADC選擇的是24位Σ-Δ型模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片，有效分辨率可達(dá)23位。

圖6 I-V轉(zhuǎn)換調(diào)理電路原理設(shè)計(jì)Fig.6 Principle design of I-V conversion conditioning circuit

通過(guò)式（8）可計(jì)算出雙電極傳感器輸出電流i。

式中：K為模數(shù)轉(zhuǎn)換后的數(shù)字量；A為第二級(jí)運(yùn)放放大倍數(shù)，A=25；Rf為采樣電阻，共8檔。

1.3 系統(tǒng)軟件控制原理設(shè)計(jì)

系統(tǒng)軟件的控制原理如圖7所示。為實(shí)現(xiàn)低功耗長(zhǎng)期戶(hù)外隨裝檢測(cè)，系統(tǒng)未采用實(shí)時(shí)數(shù)據(jù)采集，通過(guò)設(shè)計(jì)時(shí)間閾值（可調(diào)）t=10 min，檢測(cè)電流值。檢測(cè)時(shí)，按檔位8→檔位1的順序檢測(cè)，當(dāng)讀取到的電壓轉(zhuǎn)換值在10 mV≤Vs<100 mV時(shí)，則保存數(shù)據(jù)，數(shù)據(jù)保存完后，進(jìn)入下一次循環(huán)。

圖7 軟件原理設(shè)計(jì)框Fig.7 Block diagram of software principle design

1.4 雙電極傳感器設(shè)計(jì)與制作

雙電極傳感器與腐蝕掛片方法測(cè)得結(jié)果具有很好的線性相關(guān)性[23]，設(shè)計(jì)的雙電極傳感器檢測(cè)探頭如圖8所示。傳感器探頭A極采用的是鋁制作，C極采用銅制作，按照ACAC……的順序進(jìn)行組合。各5片同種材料之間采用導(dǎo)線進(jìn)行連接，中間采用0.3 mm厚的聚乙烯薄膜制作。傳感器除測(cè)試表面外，其余表面均采用環(huán)氧樹(shù)脂進(jìn)行密封。

圖8 雙電極傳感器尺寸結(jié)構(gòu)Fig.8 Dimension block diagram of double-electrode sensor

2 系統(tǒng)抗擾技術(shù)研究

微弱電流信號(hào)調(diào)理通過(guò)I-V轉(zhuǎn)換后，轉(zhuǎn)換為可測(cè)的電壓信號(hào)，解決了“微”的問(wèn)題，而在pA級(jí)電流或nA級(jí)電流的檢測(cè)中，弱電流信號(hào)可能被噪聲淹沒(méi)，關(guān)鍵則是抑制噪聲提高信噪比突破“弱”的問(wèn)題[24]。在微弱電流跨阻放大中，部分檔位阻值較大，因?yàn)榇笞柚捣答佋O(shè)計(jì)與分布電容易形成RC低通濾波器，導(dǎo)致完整通過(guò)的信號(hào)頻率降低。在工程應(yīng)用中，針對(duì)電路噪聲問(wèn)題，常采用設(shè)計(jì)濾波算法抑制系統(tǒng)噪聲，提取有用信號(hào)。

2.1 自適應(yīng)濾波器設(shè)計(jì)

自適應(yīng)濾波器（LMS）和維納濾波器類(lèi)似，均是在某種準(zhǔn)則下的最佳濾波器，但維納濾波器的輸入信號(hào)是平穩(wěn)的，這就需要對(duì)原始輸入信號(hào)有一定的先驗(yàn)知識(shí)[25]。自適應(yīng)濾波器降低了對(duì)輸入信號(hào)的要求，使得濾波器的特性隨著信號(hào)和噪聲的變化而變化，即使輸入信號(hào)的規(guī)律發(fā)生變化，自適應(yīng)濾波器通過(guò)自身調(diào)整也可以達(dá)到最佳[26]。自適應(yīng)濾波器結(jié)構(gòu)如圖9所示。

圖9 閉環(huán)自適應(yīng)濾波器原理Fig.9 Principle of closed-loop adaptive filter

輸入信號(hào)x1(k)是帶有噪聲的電流信號(hào)，由噪聲不相關(guān)的信號(hào)源i(k)和噪聲e(k)構(gòu)成，即有：

參考信號(hào)是與i(k)不相關(guān)但與e(k)相關(guān)的信號(hào)，參考信號(hào)經(jīng)過(guò)自適應(yīng)濾波器處理后，產(chǎn)生的信號(hào)為y(k)，可以表示為：

式中：M為自適應(yīng)濾波器階數(shù)；wn為k時(shí)刻的第n個(gè)可調(diào)濾波器系數(shù)（抽頭權(quán)值）。輸入信號(hào)x1(k)與y(k)信號(hào)之間的差值為誤差值s(k)，有：

將誤差信號(hào)s(k)用于自適應(yīng)濾波器的濾波系數(shù)，同時(shí)該誤差信號(hào)是整個(gè)系統(tǒng)的輸出，即濾波后的信號(hào)，系統(tǒng)的噪聲分量可以表示為e(k)-y(k)。自適應(yīng)濾波器的目的就是將e(k)-y(k)降到最小，在最大程度上保留原始無(wú)噪聲信號(hào)，消除輸入信號(hào)中的噪聲，最后輸出s(k)，即腐蝕電流。

2.2 自適應(yīng)濾波算法

自適應(yīng)濾波算法是系統(tǒng)在達(dá)到“某一最佳準(zhǔn)則”下，系統(tǒng)的濾波效果可以達(dá)到最佳。目前常用的濾波算法主要有：最小均方誤差準(zhǔn)則、最小二乘準(zhǔn)則、最大似然等方法[27]。通過(guò)對(duì)比3種濾波算法，最小均方誤差準(zhǔn)則具有簡(jiǎn)單高效、魯棒性強(qiáng)的優(yōu)勢(shì)，因此設(shè)計(jì)該算法用于電流檢測(cè)濾波。自適應(yīng)濾波器在k時(shí)刻的向量定義如下。

濾波器抽頭系數(shù)向量W(k)為：

輸入向量為：

自適應(yīng)濾波算法流程如圖10所示。

圖10 自適應(yīng)濾波算法迭代流程Fig.10 Iterative flow of adaptive filtering algorithm

2.3 自適應(yīng)濾波器仿真

在MATLAB中構(gòu)建電流采樣仿真環(huán)境，為模擬采樣過(guò)程中產(chǎn)生的噪聲，自適應(yīng)濾波器的噪聲信號(hào)為白噪聲，輸入電流信號(hào)的幅值為2 mA，相位為0，頻率ω=1 Hz，即i(k)=2sin(2πk)。經(jīng)過(guò)多次仿真后，確定出濾波器階數(shù)M=5，采用濾波步長(zhǎng)的最優(yōu)值。無(wú)LMS控制下，輸出信號(hào)與理論值對(duì)比如圖11所示，通過(guò)數(shù)據(jù)統(tǒng)計(jì)后可以得到數(shù)據(jù)誤差為0.29 mA（1σ）；LMS控制下，輸出信號(hào)與理論值對(duì)比如圖12所示；LMS控制下輸出信號(hào)的誤差如圖13所示，經(jīng)統(tǒng)計(jì)后得到誤差為0.003 9 mA（1σ）。仿真結(jié)果表明，引入LMS控制后，系統(tǒng)的采樣精度得到有效提升，驗(yàn)證了LMS控制對(duì)提高微弱電流采樣精度的有效性。

圖12 LMS控制下正弦波電流信號(hào)采集Fig.12 Sine wave current signal acquisition under LMS control

圖13 LMS控制下電流信號(hào)采集誤差Fig.13 Current signal acquisition error under LMS control

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

3.1 測(cè)量系統(tǒng)精度測(cè)試

在系統(tǒng)完成標(biāo)定后，采用恒流源輸出，將輸出接口接在采集模塊的輸入接口上[28]，每采樣點(diǎn)測(cè)試3次，取平均值，然后計(jì)算出相應(yīng)的誤差，實(shí)驗(yàn)室進(jìn)行的電流精度測(cè)試數(shù)據(jù)如圖14所示。在100 pA時(shí)，誤差最大，為4.7%；在10 mA測(cè)量時(shí)，誤差最小，為0.049%。

圖14 實(shí)驗(yàn)室電流監(jiān)測(cè)精度測(cè)試Fig.14 Laboratory current monitoring accuracy test

通過(guò)上述測(cè)試數(shù)據(jù)表明，在輸入電流大于100 nA時(shí)，測(cè)試誤差可在1%以?xún)?nèi)。當(dāng)測(cè)試精度低于1 nA時(shí)，測(cè)試誤差在5%以?xún)?nèi)。表明該課題所研究的微弱電流測(cè)試系統(tǒng)的檢測(cè)精度較高，可應(yīng)用在雙電極傳感器腐蝕電流檢測(cè)中。

3.2 雙電極傳感器測(cè)試

在完成濾波器設(shè)計(jì)與系統(tǒng)精度測(cè)試后，構(gòu)建如圖15所示的測(cè)試系統(tǒng)，對(duì)雙電極傳感器的數(shù)據(jù)進(jìn)行測(cè)試，測(cè)試時(shí)間為2022年9月10日—2022年9月21日，共12 d，采樣頻率為1/600 Hz（即10 min采集一次數(shù)據(jù)）。江津站棚下的測(cè)試數(shù)據(jù)如圖16所示。

圖15 微弱電流測(cè)試系統(tǒng)搭建Fig.15 Construction of weak current test system

圖16 江津站實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)Fig.16 Measured data of Jiangjin Station

4 結(jié)論

本文針對(duì)腐蝕電流檢測(cè)設(shè)計(jì)了一種高精度寬范圍微弱電流檢測(cè)系統(tǒng)。

1）借助理論分析方法，結(jié)合微弱電流調(diào)理方法，通過(guò)對(duì)比采樣電阻法、反饋積分法和反饋電阻法等方法，設(shè)計(jì)了基于ADA4530-1的跨阻放大電路實(shí)現(xiàn)微弱電流的I-V轉(zhuǎn)換。

2）借助MATLAB仿真分析，對(duì)設(shè)計(jì)的自適應(yīng)濾波器進(jìn)行仿真。仿真結(jié)果表明，在LMS控制下系統(tǒng)的誤差從0.29 mA（1σ）降低至0.003 9 mA（1σ），系統(tǒng)精度提高了2個(gè)數(shù)量級(jí)，表明自適應(yīng)濾波在微弱電流采集中的有效性。

3）實(shí)測(cè)結(jié)果表明，檢測(cè)電流在100 nA以下，系統(tǒng)的誤差在5%以?xún)?nèi)；檢測(cè)電流在100 nA以上，系統(tǒng)誤差在1%以?xún)?nèi)。

4）研究成果能夠用于裝備隨裝檢測(cè)金屬腐蝕速率，實(shí)現(xiàn)裝備腐蝕實(shí)時(shí)檢測(cè)。