一種小型化Ka頻段增益均衡器的設(shè)計(jì)

馮磊 魏立云 余承偉 武健

摘? 要：文章提出并設(shè)計(jì)了一種小型化的Ka頻段增益均衡器。基于高增益Ka頻段寬帶下變頻組件產(chǎn)品平坦度指標(biāo)優(yōu)化的需求，選用高精度薄膜工藝技術(shù)，建立了陷波電路的分布式參數(shù)模型，使用電磁場(chǎng)仿真軟件建立三階電路平面結(jié)構(gòu)模型，經(jīng)過(guò)容差分析，確認(rèn)了小型化均衡器的模型主要參數(shù)目標(biāo)值。加工實(shí)現(xiàn)后制成的Ka頻段均衡器的插入損耗為＜1 dB，正斜率均衡量＞6 dB，尺寸為＜12 mm×4 mm×0.254 mm，滿足Ka頻段下變頻組件的使用需求，且加工精度高，指標(biāo)一致性優(yōu)良。

關(guān)鍵詞：均衡器；小型化；薄膜；增益平坦度

中圖分類號(hào)：TN715? 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A? ? 文章編號(hào)：2096-4706（2023）10-0055-05

Abstract： This paper proposes and designs a miniaturized Ka-band gain equalizer. Based on the request of flatness index optimization of high-gain Ka-band broadband down-converter component products， it selects the thin film process technology with high-precision， establishes the distributed parameter model of notch circuit， and uses electromagnetic field simulation software to establish the planar structure model of third-order circuit. After the tolerance analysis， the target values of main parameters of the miniaturized equalizer model are determined. The insertion loss of the processed Ka-band equalizer is less than 1 dB， and the positive slope equalization is more than 6 dB. The size is less than 12 mm×4 mm×0.254 mm. The indicators above meet the use requirements of Ka-band down-converter components， with high precision accuracy and excellent index consistency.

Keywords： equalizer; miniaturization; thin film; gain flatness

0? 引? 言

在寬帶的高增益變頻系統(tǒng)中，常常會(huì)遇到工作頻帶內(nèi)的信號(hào)平坦度問(wèn)題。當(dāng)接收下變頻系統(tǒng)工作在寬頻狀態(tài)時(shí)，如果增益平坦度偏大，容易發(fā)生接收信噪比隨頻率或信道切換而惡化的情況，以至影響信號(hào)質(zhì)量，嚴(yán)重時(shí)甚至可能導(dǎo)致接收信號(hào)失效[1]。增益均衡器是寬帶射頻接收系統(tǒng)中的重要組成部分。設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)一種均衡量足夠并易于一體化集成的小型化增益均衡器，是寬帶變頻組件研制工作面臨的主要挑戰(zhàn)之一。

薄膜工藝是較為成熟的工藝體系，其工藝制程中各類線條加工精細(xì)，定位精確，符合微波和毫米波電路的小型化設(shè)計(jì)要求[2]。

本文采用高精度的薄膜工藝設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了一種寬帶Ka頻段均衡器，滿足適用于Ka頻段四通道下變頻組件的指標(biāo)要求，驗(yàn)證了設(shè)計(jì)方法的可行性，并分析了仿真與實(shí)測(cè)結(jié)果。

1? 理論分析

微波增益均衡器的主要作用是改善射頻電路的增益平坦度指標(biāo)。一般設(shè)計(jì)均衡器在工作頻帶內(nèi)的增益變化趨勢(shì)與系統(tǒng)均衡前的增益變化趨勢(shì)形成互補(bǔ)，如圖1所示，采用正斜率特性的增益均衡器配合原本是增益負(fù)斜率的系統(tǒng)，這樣使得在系統(tǒng)鏈路加入該均衡器后能很好的補(bǔ)償增益變化，從而使系統(tǒng)的增益平坦度滿足通信要求[3]。值得注意的是，微波增益均衡器的斜率、均衡前系統(tǒng)增益平坦度的斜率不是固定的，可能隨工作頻率呈一定的變化趨勢(shì)。事實(shí)上，模擬增益均衡器其增益變化趨勢(shì)很難做到完全互補(bǔ)，在工程上一般只需要盡可能地提升系統(tǒng)增益平坦度指標(biāo)即可。并且當(dāng)一個(gè)非超寬帶系統(tǒng)在工作頻帶內(nèi)的增益平坦度達(dá)到10 dBp-p甚至更差時(shí)，首先應(yīng)當(dāng)考慮原系統(tǒng)中各功能單元的指標(biāo)分配是否合理，而不是一味考慮使用增益均衡器來(lái)改善指標(biāo)。

在增益均衡器研究中，通常從陷波器入手采用微波網(wǎng)絡(luò)阻抗匹配的理論方法[4]進(jìn)行分析。如圖2所示，兩個(gè)端口特性阻抗均為Z0，端口間加入由吸收電阻R與L、C串聯(lián)而成的諧振電路。該諧振電路的阻抗為 。

根據(jù)電路拓?fù)湫问?，分析其阻抗矩陣可表示?。根據(jù)二端口網(wǎng)絡(luò)的散射矩陣與阻抗矩陣的關(guān)系，S11=[（Z11-Z0）（Z22-Z0）-Z12Z21]/ΔZ，S21=2Z21Z0/ΔZ。其中ΔZ=（Z11+Z0）（Z22+Z0）-Z12Z21。

將Z0和Z代入傳輸函數(shù)，推導(dǎo)可得：S21（ω）=2（1-ω2LC+jωRC）/[2（1-ω2LC+jωRC）+jωZ0C]，S11（ω）=jωZ0C/[2（1-ω2LC+jωRC）+jωZ0C]。

陷波器電路中，等效電感L與等效電容C決定了陷波諧振頻率 ，吸收電阻R影響最大衰減量，二端口網(wǎng)絡(luò)的功率損耗為 Ploss=1/2 | I 2 | R。

數(shù)個(gè)陷波電路級(jí)聯(lián)時(shí)，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖3所示。其中Z1、…Zm-1為級(jí)間匹配電路。假設(shè)Z1、…Zm-1可使各級(jí)陷波電路之間均達(dá)到輸入輸出匹配，此時(shí)多級(jí)陷波電路的散射參數(shù) 。因此多級(jí)陷波電路的頻率響應(yīng)曲線如圖4所示。

通過(guò)組合適當(dāng)?shù)南莶娐?，并通過(guò)匹配枝節(jié)調(diào)節(jié)級(jí)間阻抗匹配，可以得到所需的增益均衡器。

2? 需求分析

變頻鏈路中，每個(gè)元器件甚至傳輸線的增益（或插入損耗）均隨工作頻點(diǎn)的變化而有或高或低的變化趨勢(shì)。根據(jù)表1整理的鏈路元器件選型，可知較多MMIC放大器在工作頻帶內(nèi)隨頻率增加，增益逐漸變小，對(duì)于這種放大器芯片，一般稱為負(fù)斜率的增益放大器。

從表1中可以看出，整條鏈路的增益平坦度預(yù)算約6 dB（負(fù)斜率），其中帶內(nèi)最低頻點(diǎn)和帶內(nèi)最高頻點(diǎn)分別對(duì)應(yīng)增益最高點(diǎn)和增益最低點(diǎn)。

分析Ka頻段四通道下變頻組件的鏈路設(shè)計(jì)，有兩種增益均衡器的選擇方案，可以1）設(shè)計(jì)中頻頻段增益均衡器，置入中頻鏈路；或者2）設(shè)計(jì)Ka頻段增益均衡器，置入射頻鏈路。若采用前一種方案，將增益均衡器后置于中頻鏈路，增益均衡器的設(shè)計(jì)難度可能會(huì)降低，但由于變頻組件的整體增益較高，中頻鏈路的有源器件工作時(shí)接近其非線性區(qū)，工作頻帶內(nèi)的動(dòng)態(tài)范圍隨頻率變化有較明顯的浮動(dòng)。因此均衡器后置的方案無(wú)法進(jìn)一步改善由于增益平坦度引起的變頻組件非線性失真。若采用第二種方案，增益均衡器設(shè)計(jì)難度稍高，并且引起變頻組件的噪聲系數(shù)增大。當(dāng)射頻前端組件的增益不足時(shí)，該方案可能對(duì)系統(tǒng)的噪聲系數(shù)產(chǎn)生影響，顯著降低接收靈敏度。因此，鏈路方案的確定必須結(jié)合系統(tǒng)指標(biāo)分配情況與集成設(shè)計(jì)要求。

結(jié)合系統(tǒng)指標(biāo)分配情況，射頻前端組件增益較高，變頻組件噪聲系數(shù)指標(biāo)的浮動(dòng)不會(huì)對(duì)接收系統(tǒng)有明顯影響。綜合考慮微波元器件布局和低頻控制電路布線，增益均衡器可放置在射頻鏈路的兩級(jí)增益放大器之間，該處位置能夠放入設(shè)計(jì)尺寸約12.5 mm×4 mm的均衡器，且合理設(shè)計(jì)的均衡器能夠調(diào)節(jié)前后級(jí)放大器的阻抗匹配，降低因失配而發(fā)生放大器自激的可能性。

綜上，為優(yōu)化Ka頻段下變頻組件的增益平坦度特性，需要設(shè)計(jì)一種增益均衡器，工作頻率19～21 GHz，正斜率均衡量5～7 dB，工作頻帶內(nèi)插入損耗最小值低于1.5 dB，回波損耗低于-15 dB，尺寸優(yōu)于12.5 mm×4 mm。

3? 仿真設(shè)計(jì)

3.1? 平面建模和仿真

設(shè)計(jì)采用三級(jí)陷波電路組合的拓?fù)湫问健Ｊ褂秒姶欧抡孳浖⑵矫婺Ｐ瓦M(jìn)行仿真。集總元件的寄生參數(shù)使其難以適用于微波頻段的電路設(shè)計(jì)。因此陷波電路選擇使用微帶線形式實(shí)現(xiàn)。其中微帶形式的開(kāi)路枝節(jié)長(zhǎng)度為λ/4[5]。在Ka頻段，微帶枝節(jié)等圖形的尺寸精度對(duì)其諧振頻率、通帶插損、工作帶寬有顯著影響，因此選用精度高、可重復(fù)性強(qiáng)、穩(wěn)定性好的薄膜工藝制備。與仿真模型如圖5所示。

在電磁仿真軟件中設(shè)置19 GHz、21 GHz處增益和工作頻帶的回波損耗目標(biāo)值，經(jīng)過(guò)優(yōu)化仿真，得出符合期望要求的微帶均衡器電路模型。平面電路模型仿真結(jié)果如圖6所示。

19 GHz處插入損耗約7.26 dB，21 GHz處插入損耗約0.43 dB，均衡量約6.83 dB。

3.2? 容差分析

在仿真建模時(shí)，為了簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)流程，縮短計(jì)算時(shí)間，常常采用理想或簡(jiǎn)化的模型，不考慮工藝制程的加工精度和材料特性上的誤差，造成了加工實(shí)物的測(cè)試結(jié)果與仿真計(jì)算結(jié)果存在一定偏差[6，7]。

本小節(jié)主要針對(duì)微帶均衡器模型的各線條尺寸與均衡量、插入損耗等重點(diǎn)指標(biāo)的關(guān)系展開(kāi)分析，目的是找出較為敏感的關(guān)鍵尺寸，進(jìn)行優(yōu)化仿真以防止在同一個(gè)設(shè)計(jì)方案里出現(xiàn)過(guò)多的關(guān)鍵尺寸，并最終形成加工說(shuō)明來(lái)指導(dǎo)工藝加工，保證加工的成品率[8，9]。

在仿真軟件中，將上一節(jié)得到的二維模型中各參量逐個(gè)設(shè)置為優(yōu)化項(xiàng)并仿真對(duì)比散射參數(shù)S21，找出了敏感關(guān)鍵尺寸。將模型再次優(yōu)化迭代后，得出最終的關(guān)鍵尺寸，圖7列出了其中兩項(xiàng)關(guān)鍵尺寸L1、L2的容差分析結(jié)果。

按照薄膜工藝加工的規(guī)范要求，一般圖形的尺寸公差最小可控制在±5 μm以內(nèi)。當(dāng)L1、L2的尺寸按上述精度浮動(dòng)時(shí)，觀察圖7發(fā)現(xiàn)，增益均衡器指標(biāo)特性有較明顯的變化。L1、L2發(fā)生負(fù)公差偏移時(shí)，均衡量減小，帶內(nèi)最小插入損耗增大；L1、L2發(fā)生正公差偏移時(shí)，由于最小插損頻點(diǎn)向低頻偏移，均衡量和帶內(nèi)最小插入損耗均無(wú)明顯變化，而在工作頻帶內(nèi)較高頻處增益補(bǔ)償特性由正斜率變?yōu)樨?fù)斜率。以上兩種尺寸偏差均應(yīng)盡可能避免或減小，故可將L1、L2設(shè)置為兩項(xiàng)關(guān)鍵尺寸，在工藝加工時(shí)做出特殊標(biāo)注。薄膜工藝通?？梢詫⒈砻娼饘賹?dǎo)帶中關(guān)鍵圖形的尺寸公差控制在±1.5 μm以內(nèi)，從而保證制備得到的增益均衡器達(dá)到預(yù)期指標(biāo)。

3.3? 三維建模和仿真

將完成容差分析后得到的微帶均衡器平面模型導(dǎo)入Ansys公司的HFSS電磁仿真軟件中建立三維模型，如圖8所示。介質(zhì)材料選用厚度為0.254 mm的CoorstekAl2O3陶瓷基板，介電常數(shù)為9.9（±0.2），介質(zhì)損耗角正切tanδ為0.000 2。導(dǎo)體材料選用厚度為0.004 mm的電鍍金層，電阻材料選用50 Ω/□標(biāo)準(zhǔn)方阻的TaN薄膜電阻，調(diào)阻后電阻精度一般優(yōu)于±1%。設(shè)置合理的邊界條件和端口激勵(lì)，進(jìn)行全波電磁仿真。仿真結(jié)果如圖9所示，與平面模型的仿真結(jié)果相近且滿足指標(biāo)預(yù)期。

4? 加工比對(duì)

仿真完成后，進(jìn)行了均衡器樣品加工。其實(shí)測(cè)結(jié)果對(duì)比三維仿真結(jié)果如圖9所示。分析其結(jié)果形成表2。微帶均衡器的帶內(nèi)駐波特性優(yōu)于-18 dB。19 GHz處插入損耗實(shí)測(cè)值為6.97 dB，仿真值為7.31 dB；21 GHz處插入損耗實(shí)測(cè)值為1.01 dB，仿真值為0.42 dB。實(shí)測(cè)其工作頻帶內(nèi)的均衡量比仿真結(jié)果低0.93 dB。

由于增益均衡器的帶內(nèi)最小插入損耗和均衡量?jī)身?xiàng)實(shí)測(cè)指標(biāo)與仿真結(jié)果有一定偏差，可結(jié)合關(guān)鍵尺寸容差的相關(guān)結(jié)論進(jìn)行分析。觀察圖7（b）（c）和圖9（a），發(fā)現(xiàn)散射參數(shù)S21的實(shí)測(cè)曲線與容差分析中L1、L2偏離設(shè)定值的趨勢(shì)較為相似，推測(cè)L1、L2的值可能存在偏差。使用三坐標(biāo)測(cè)量?jī)x對(duì)均衡器加工樣品的關(guān)鍵尺寸進(jìn)行測(cè)量，發(fā)現(xiàn)L1、L2同時(shí)發(fā)生負(fù)公差偏移。與容差分析的規(guī)律一致。

對(duì)比均衡器指標(biāo)符合性表，設(shè)計(jì)的基于薄膜工藝的Ka頻段微帶增益均衡器在工作頻帶內(nèi)的正斜率均衡量達(dá)到5.96 dB，工作頻帶內(nèi)插入損耗最小值為1.01 dB，面積為12 mm×4 mm，符合指標(biāo)需求，制備的Ka頻段微帶均衡器實(shí)物如圖10所示。

該Ka頻段增益均衡器裝入變頻組件后進(jìn)行測(cè)試，寬帶變頻組件的帶內(nèi)增益平坦度結(jié)果達(dá)到1.7 dBp-p，優(yōu)于指標(biāo)要求的2.5 dBp-p，滿足系統(tǒng)應(yīng)用。雖然原變頻組件的鏈路增益平坦度預(yù)算與增益均衡器的均衡量分別達(dá)到了-6 dB和+5.96 dB，從總量上相當(dāng)，但兩者在工作頻帶內(nèi)其他頻點(diǎn)處難以達(dá)到完全匹配，應(yīng)是增益均衡器裝入組件后未實(shí)現(xiàn)更低的增益平坦度的主要原因。

5? 結(jié)? 論

本文通過(guò)建立三級(jí)陷波器與匹配枝節(jié)級(jí)聯(lián)的仿真模型，設(shè)計(jì)了一種用于高增益寬帶變頻組件的Ka頻段微帶增益均衡器，并針對(duì)薄膜工藝要求進(jìn)行了容差分析。這種微帶均衡器設(shè)計(jì)和分析方法具有建模方便、迭代迅速的特點(diǎn)，在其他微波毫米波無(wú)源器件的小型化設(shè)計(jì)中也可參考借鑒。

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作者簡(jiǎn)介：馮磊（1987—），男，漢族，河北石家莊人，工程師，學(xué)士，研究方向：微系統(tǒng)技術(shù)與微波電路；魏立云（1988—），男，漢族，河北衡水人，工程師，學(xué)士，研究方向：微系統(tǒng)技術(shù)與微波電路；余承偉（1984—），男，漢族，河南信陽(yáng)市，高級(jí)工程師，碩士，研究方向：衛(wèi)星通信與微波電路；武?。?986—），男，漢族，河北石家莊人，高級(jí)工程師，碩士，研究方向：衛(wèi)星通信與微波電路。