E波段GaAs PHEMT工藝有源六倍頻器MMIC

陳長友 劉會東 崔璐

摘? 要：基于GaAs贗配高電子遷移率晶體管（PHEMT）工藝設(shè)計了一款輸出頻率在E波段的有源六倍頻器微波單片集成電路（MMIC）。片上集成六倍頻器及輸出驅(qū)動放大器，采用PHEMT管進行倍頻，具有較高輸出功率及較小的芯片尺寸。在片探針測試結(jié)果顯示該倍頻器芯片在輸入功率5 dBm時，輸出66～88 GHz頻率范圍內(nèi)，輸出功率大于13 dBm，諧波抑制20 dBc，功耗600 mW，芯片尺寸為3.0 mm×1.4 mm×0.07 mm。

關(guān)鍵詞：GaAs 贗配高電子遷移率晶體管；單片微波集成電路；E 波段；有源六倍頻器

中圖分類號：TN43? 文獻(xiàn)標(biāo)識碼：A? 文章編號：2096-4706（2023）09-0060-04

Abstract： An active sextupler MMIC with output frequency in the E-band is designed based on the GaAs PHEMT process. The wafer integrates sextupler and output drive amplifier， adopts PHEMT for frequency doubler， which has higher output power and smaller chip size. The microwave probe on wafer testing system results show that when the input power of the frequency multiplier chip is 5 dBm， output power is within the frequency range from 66 to 88 GHz， the output power is above 13 dBm， the harmonic suppression is 20 dBc， and the power consumption is 600 mW， and the chip size is 3.0 mm×1.4 mm×0.07 mm.

Keywords： GaAs Pseudomorphic High Electron Mobility Transistor; Monolithic Microwave Integrated Circuit; E-band; active sextupler

0? 引? 言

近年來，隨著無線通信技術(shù)的快速發(fā)展，無線通信系統(tǒng)的工作頻率正逐漸向著微波毫米波頻段以及亞毫米波延伸。毫米波收發(fā)組件是毫米波系統(tǒng)的核心部分，而毫米波源的性能將直接影響毫米波收發(fā)系統(tǒng)的性能，因此，毫米波源可以說是毫米波系統(tǒng)核心的核心[1]。在毫米波頻段，由于VCO性能指標(biāo)較差，因此毫米波頻率源多采用震蕩源級聯(lián)倍頻器的方式實現(xiàn)，毫米波倍頻器主要由倍頻器和驅(qū)動放大器兩部分電路組成，倍頻次數(shù)及放大器級數(shù)由實際需求決定。倍頻器作為毫米波源的重要部分，可以大幅降低系統(tǒng)主振頻率，同時由于其產(chǎn)生的信號穩(wěn)定性、相位噪聲特性好，芯片尺寸小、集成度高、易于小型化集成而被廣泛應(yīng)用于各種通信系統(tǒng)的微波、毫米波收發(fā)鏈路中[2]。

有源倍頻器通過晶體管的非線性來產(chǎn)生所需要的諧波信號，采用濾波器或巴倫等電路來實現(xiàn)諧波抑制和信號提取，通過外加直流偏置，獲得較低的變頻損耗甚至是變頻增益。相對于無源倍頻器來說，有源倍頻器所需驅(qū)動功率較低，同時可獲得一定的信號增益，能提高芯片集成度，減小系統(tǒng)面積[3]。傳統(tǒng)毫米波倍頻器多采用肖特基二極管進行倍頻[4]，輸出級聯(lián)毫米波放大器進行功率輸出，該結(jié)構(gòu)具有較低的倍頻效率，同時增加了毫米波頻段放大器的設(shè)計難度。有源pHEMT管進行倍頻，其驅(qū)動功率較低，在一定輸入功率范圍內(nèi)，輸出功率不隨輸入功率變化，減少了放大器的應(yīng)用，降低了整個芯片的尺寸和功耗，同時緩解了末級放大器的設(shè)計壓力。因此本文創(chuàng)新性的采用GaAspHEMT管進行倍頻器設(shè)計，降低毫米波頻段放大器的設(shè)計難度，同時降低倍頻器的功耗和尺寸。設(shè)計了一款66～88 GHz寬帶有源六倍頻器芯片，采用二倍頻器級聯(lián)三倍頻器的方式實現(xiàn)，輸出功率達(dá)到15 dBm，芯片面積：3.0 mm×1.4 mm。

1? 六倍頻器結(jié)構(gòu)分析和電路設(shè)計

倍頻器是通過非線性器件對輸入的低頻信號進行頻率倍增，輸出基波的N次諧波信號。由于直接進行倍頻器六次諧波提取會具有較低的倍頻效率，而且無法得到寬帶性能，因此本文采用了三倍頻級聯(lián)二倍頻的方案來實現(xiàn)六倍頻的功能。本文中所設(shè)計的有源六倍頻器電路原理框圖如圖1所示，輸入集成有源三倍頻器、驅(qū)動放大器以及有源二倍頻器實現(xiàn)六倍頻功能，采用濾波選頻網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)有用信號輸出，同時抑制其他諧波分量。輸出集成三級驅(qū)動放大器，同時級間匹配濾波網(wǎng)絡(luò)，實現(xiàn)E波段信號放大輸出，雜波信號抑制。有源倍頻器內(nèi)部變頻器件工作在亞閾值狀態(tài)，且倍頻之前對輸入信號進行了放大，產(chǎn)生的多次諧波分量經(jīng)后級濾波及放大器電路，使輸出信號足夠大且諧波足夠小。低頻段采用高次倍頻，可以提高倍頻效率，降低系統(tǒng)功耗，減小對末級毫米波放大器的設(shè)計壓力，因此第一級采用有源三倍頻器；中間級Ka波段驅(qū)動放大器對三倍頻輸出信號進行放大，用以驅(qū)動后級二倍頻器；末級集成三級E波段驅(qū)動放大器對輸出信號進行放大，實現(xiàn)所需信號輸出。

有源二倍頻器及有源三倍頻器電路原理圖如圖2所示，輸入采用低通匹配網(wǎng)絡(luò)，降低輸入信號傳輸損耗，同時抑制高次諧波信號進入。輸出采用帶通濾波結(jié)構(gòu)，輸出有用信號，抑制基波及諧雜波信號輸出，提高倍頻器基波及諧波抑制比。柵、漏饋電網(wǎng)絡(luò)主要防止微波信號和直流信號在偏置網(wǎng)絡(luò)中互相干擾，饋電網(wǎng)絡(luò)采用并聯(lián)電容濾除低頻信號，防止低頻自激振蕩；柵級串聯(lián)電阻用于抑制柵極泄漏電流，降低微波信號從柵極偏置網(wǎng)絡(luò)泄漏的能量；漏極串聯(lián)電阻用于偏置工作點選取，同時提高電路穩(wěn)定性；漏端厄流微帶傳輸線用于隔絕微波信號和直流加電信號，提高電路的穩(wěn)定性[5]。

為獲取最大諧波分量，最優(yōu)的偏置電壓為Vgs0工作在接近器件夾斷電壓，并使器件工作在飽和區(qū)[6]。本文設(shè)計的有源三倍頻器采用4 μm×25 μm晶體管，通過電阻分壓，使得漏級電壓Vds為1.5 V，柵級電壓Vgs為-0.2 V；有源二倍頻器采用4 μm×20 μm晶體管，通過電阻分壓，使得漏級電壓Vds分別為1.3 V，柵級電壓Vgs為-0.2 V。

本文倍頻器工作帶寬較寬，存在諧波與有用信號交疊，因此需要著重設(shè)計考慮諧波抑制度指標(biāo)。該有源六倍頻器采用pHEMT管進行設(shè)計，諧波抑制能力主要通過級間匹配和濾波網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)，將一定頻率范圍信號與其余信號分離出來，從而實現(xiàn)有用信號的輸出和對諧波的抑制。濾波網(wǎng)絡(luò)可對帶外諧波進行有效抑制，但是當(dāng)諧波頻率在通帶內(nèi)部時，只能通過電路自身匹配和合理選擇放大器增益實現(xiàn)對帶內(nèi)諧波抑制。通過內(nèi)部匹配，合理優(yōu)化匹配網(wǎng)絡(luò)，降低諧波功率，并通過合理規(guī)劃放大器輸出功率及增益，避免當(dāng)有用信號飽和后，諧波信號被線性放大，從而提升諧波抑制能力。

倍頻器輸出端采用帶通濾波器進行選頻網(wǎng)絡(luò)設(shè)計，濾波器的插入損耗將影響倍頻器輸出功率，從而增加電路功耗，因此需要設(shè)計一款低插損高抑制度的濾波器芯片。本文設(shè)計的帶通濾波器芯片原理圖如圖3所示，采用開路微帶線、金屬－絕緣體－金屬（MIM）電容以及并聯(lián)接地線組成，通過高通濾波器上疊加濾波扇形線，實現(xiàn)通帶選擇[7]。經(jīng)過電磁場仿真優(yōu)化設(shè)計，其在通帶66～88 GHz內(nèi)擁有較低的插入損耗，帶外具有較好的阻帶抑制度，因此可以實現(xiàn)倍頻器有用信號的輸出以及對諧波的抑制，使電路具有較好的諧波抑制度。

PHEMT器件輸入、輸出端口阻抗會隨輸入激勵信號功率而改變，倍頻器將在最佳輸入功率時獲得最大的倍頻效率。本文六倍頻器由三倍頻器和二倍頻器級聯(lián)實現(xiàn)，為驅(qū)動后級毫米波二倍頻器，中間需要級聯(lián)Ka波段單級驅(qū)動放大器對三倍頻器輸出信號進行放大，放大器輸出采用高通濾波結(jié)構(gòu)進行匹配，對輸入三倍頻器基波及二次諧波信號進行抑制。放大器采用4 μm×25 μm晶體管，通過電阻分壓，使得漏級電壓Vds為2.2 V，柵級電壓Vgs為-0.2 V。

為了盡可能提高六倍頻器在E波段的輸出功率，本文在倍頻器末級設(shè)計了一款三級驅(qū)動放大器，其電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖4所示。毫米波頻段為降低級間匹配損耗，盡可能采用無耗匹配網(wǎng)絡(luò)，放大器與倍頻器采用共軛匹配以獲得最小反射損耗及最大功率傳輸，避免由于失配而導(dǎo)致的放大器能量反射，采用一體化設(shè)計將倍頻器與驅(qū)動放大器進行級聯(lián)匹配設(shè)計，簡化匹配網(wǎng)絡(luò)，減少多余的匹配損耗。級間采用并地電容，抑制諧波分量，提高倍頻器諧波抑制度。綜合考慮增益和輸出功率等諸多因素后，本文輸出放大器三級分別采用2 μm×40 μm、4 μm×30 μm、4 μm×35 μm晶體管，三級晶體管通過電阻分壓，使得漏級電壓Vds分別為1.8 V、2.2 V、3 V，柵級電壓Vgs為-0.2 V。輸入輸出端口阻抗均匹配到標(biāo)準(zhǔn)的50歐姆以滿足在片測試及系統(tǒng)級聯(lián)的要求。DC偏置線采用并聯(lián)去耦電容，提供虛地，屏蔽外部信號的干擾。

本文設(shè)計的有源六倍頻器工作在E波段，由于基本的無源器件性能在高頻電路應(yīng)用中，與理想器件的特征存在很大差異，因此需要對整版電路進行電磁場（EM）仿真來評估電磁耦合效應(yīng)對電路性能的影響。通過電磁仿真和驗證相結(jié)合的方法尋求合理的版圖布局，獲得較佳電性能的同時減小芯片面積。在版圖設(shè)計的同時還要兼顧工藝的可實現(xiàn)性，確保芯片面積盡可能小的同時，考慮帶線與帶線、帶線與器件間的耦合效應(yīng)。根據(jù)仿真結(jié)果調(diào)整優(yōu)化版圖布局，增加敏感元件間隙，接地元件獨立接地，降低微波傳輸線、微波元器件之間的耦合效應(yīng)。

2? 測試結(jié)果分析

本文設(shè)計的有源六倍頻器MMIC采用90 nm柵長的標(biāo)準(zhǔn)GaAs PHEMT工藝制作，其工藝流程主要包括有源區(qū)制作、源漏歐姆接觸制作、T型柵制備、柵極歐姆接觸制備、表層SiN保護、接地背孔制備等。芯片中微波傳輸線采用兩層金屬布線，通過空氣橋互聯(lián)，芯片采用背面通孔接地，表面覆蓋氮化硅保護，有效降低器件寄生效應(yīng)對電路的影響。芯片尺寸為3.0 mm×1.4 mm×0.07 mm，輸入輸出采用GSG壓點，便于微波探針在片測試及系統(tǒng)應(yīng)用。

66～88 GHz有源六倍頻器芯片輸出功率及諧波抑制度可通過在片測試得到。圖5、圖6a、圖6b為本文設(shè)計的有源六倍頻器芯片在輸入功率5 dBm，漏極電壓為4 V、柵極電壓為-0.2 V時倍頻器輸出功率及各次諧波輸出功率實測及仿真曲線。

由圖5可以看出，在66～88 GHz頻帶內(nèi)，有源六倍頻器輸出功率大于13 dBm，仿真結(jié)果與測試結(jié)果整體趨勢相近。

由圖6a可以看出，該有源六倍頻器的五次諧波輸出功率小于1 dBm，通過計算可得五次諧波抑制度典型值20 dBc。

由圖6b可以看出，該有源六倍頻器的七次諧波輸出功率小于-5 dBm，通過計算可得七次諧波抑制度典型值25 dBc。

由圖5、圖6a、圖6b曲線分析可看出，相比仿真曲線，實測曲線向低頻段偏移，整體趨勢相似，因此后續(xù)可繼續(xù)對模型及仿真方法進行優(yōu)化擬合，提高設(shè)計精度。

3? 結(jié)? 論

本文基于標(biāo)準(zhǔn)的GaAs PHEMT工藝，設(shè)計開發(fā)了一款66～88 GHz的E波段有源六倍頻器芯片，該電路不同于傳統(tǒng)肖特基二極管倍頻模式，采用PHEMT管進行倍頻器設(shè)計，使得倍頻器具有較高的輸出功率、較小的芯片尺寸及較低的功耗。實測結(jié)果表明，輸入功率5 dBm時，該有源六倍頻器芯片在66～88 GHz頻率范圍內(nèi)，輸出功率大于13 dBm，諧波抑制度典型值20 dBc，芯片尺寸3.0 mm×1.4 mm×0.07 mm，呈現(xiàn)出了良好的端口阻抗特性，該E波段有源六倍頻器芯片為以后毫米波有源倍頻器設(shè)計提供了一定的思路和基礎(chǔ)。

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作者簡介：陳長友（1990—），男，漢族，天津人，工程師，碩士研究生，主要研究方向：微波單片集成電路設(shè)計。