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    一種基于零中頻正交解調(diào)的頻率特性測(cè)試儀

    2023-01-11 04:52:38朱創(chuàng)靳東賢張志堅(jiān)葉李新
    電子制作 2022年22期
    關(guān)鍵詞:頻率特性測(cè)試儀直流

    朱創(chuàng),靳東賢,張志堅(jiān),葉李新

    (東莞理工學(xué)院,廣東東莞,523000)

    0 引言

    頻率特性測(cè)試儀也稱掃頻儀,能夠輸出指定范圍的掃頻信號(hào),根據(jù)測(cè)量經(jīng)過(guò)二端口網(wǎng)絡(luò)的掃頻信號(hào)變化[1-2],進(jìn)而得出二端口網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性,相頻特性等參數(shù)[3]。頻率特性測(cè)試儀通常用于測(cè)量衰減網(wǎng)絡(luò),放大電路,濾波電路,諧振網(wǎng)絡(luò),甚至電子器件等等,對(duì)于電路設(shè)計(jì),電路維護(hù)和高校的實(shí)驗(yàn)教學(xué)等領(lǐng)域中具有重要的作用[4]。

    目前國(guó)內(nèi)的中低端的頻率特性測(cè)試儀仍存在很多缺陷,而國(guó)外的頻率特性測(cè)試儀雖然性能優(yōu)越,功能全面,但往往價(jià)格昂貴,不適合國(guó)內(nèi)的推廣,所以國(guó)內(nèi)的中低端的頻率特性測(cè)試儀仍有很大的需求[5]?,F(xiàn)今我們國(guó)內(nèi)的頻率特性測(cè)試儀的幅頻特性曲線的測(cè)量主要采用峰值檢測(cè)或有效值檢測(cè),相頻特性曲線的測(cè)量主要采用相位差法,這些電路的設(shè)計(jì)往往集成度低,結(jié)構(gòu)復(fù)雜,穩(wěn)定性差,造成維修困難,測(cè)量精度也不高,阻礙了頻率特性測(cè)試儀的推廣使用[6-7]。近幾年來(lái),業(yè)界提出了基于零中頻正交解調(diào)的頻率特性測(cè)試儀,成為中低頻的頻率特性測(cè)量的熱門技術(shù)[8]。利用零中頻正交解調(diào)原理,將高頻信號(hào)下變頻到直流信號(hào),避免了高頻信號(hào)的處理,降低了對(duì)電子元器件的性能要求[9]。為中低端的頻率特性測(cè)試儀在國(guó)內(nèi)市場(chǎng)能更好地推廣,本文基于零中頻正交解調(diào)電路設(shè)計(jì)了一款高精度,高性價(jià)比,具有友好人機(jī)交互界面的頻率特性測(cè)試儀,對(duì)中低端頻率特性測(cè)試儀的設(shè)計(jì)提供了參考意義。

    1 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

    1.1 系統(tǒng)總體方案

    頻率特性測(cè)試儀的設(shè)計(jì)方案如圖1所示。整個(gè)系統(tǒng)由STM32F407作為主控,信號(hào)源選擇ADI公司的一款DDS芯片AD9959,經(jīng)過(guò)放大器OPA695進(jìn)行緩沖放大后,為零中頻正交解調(diào)電路提供兩路正交信號(hào)I(t)和Q(t)和被測(cè)網(wǎng)絡(luò)的激勵(lì)信號(hào)T(t)。激勵(lì)信號(hào)經(jīng)過(guò)待測(cè)網(wǎng)絡(luò)之后,為保證測(cè)試網(wǎng)絡(luò)的輸出信號(hào)滿足零中頻正交解調(diào)電路的解調(diào)條件,還需經(jīng)過(guò)信號(hào)調(diào)理電路將其適當(dāng)放大或衰減,再送入零中頻正交解調(diào)電路進(jìn)行解調(diào),最后用STM32F407片內(nèi)的12位ADC采集解調(diào)信號(hào)并計(jì)算測(cè)量結(jié)果。由于STM32F407片內(nèi)的ADC采集范圍為0~3.3V,而零中頻正交解調(diào)的輸出信號(hào)可能出現(xiàn)負(fù)電壓,所以采用精密直流放大器AD8237將解調(diào)得到的電壓抬至ADC采集的范圍,最后STM32F07將采集得到的信號(hào)計(jì)算出網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性和相頻特性顯示在TFT-LCD上。

    圖1 頻率特性測(cè)試儀系統(tǒng)設(shè)計(jì)框圖

    1.2 零中頻正交解調(diào)在頻率特性測(cè)量上的應(yīng)用原理

    零中頻正交解調(diào)在頻率特性測(cè)量的應(yīng)用如圖2所示。信號(hào)源輸出兩路正交信號(hào)I(t)=Acosθ和Q(t)=Asinθ,并把其中的I(t)作為測(cè)試信號(hào)。當(dāng)測(cè)試信號(hào)經(jīng)過(guò)測(cè)試網(wǎng)絡(luò)之后幅度和相位發(fā)生了變化,原本的測(cè)試信號(hào)變成了式(1)。

    圖2 基于零中頻正交解調(diào)的頻率特性測(cè)試

    將經(jīng)過(guò)測(cè)試網(wǎng)絡(luò)的信號(hào)與正交信號(hào)相乘得到式(2)和式(3)。

    再將乘法器輸出的信號(hào)經(jīng)過(guò)低通濾波器得到式(4)和式(5)。

    通過(guò)(6)和(7)得到網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性曲線和相頻特性曲線。

    2 系統(tǒng)關(guān)鍵電路的設(shè)計(jì)

    2.1 正交掃頻信號(hào)源設(shè)計(jì)

    AD9959是ADI公司的一款直接數(shù)字頻率合成的集成芯片,具有4個(gè)獨(dú)立的頻率,幅度,相位控制通道輸出,500MHz的系統(tǒng)時(shí)鐘,最大系統(tǒng)時(shí)鐘下具有0.12Hz的分辨率,10位的幅度控制字,14位的相位的控制字。在此系統(tǒng)中AD9959的系統(tǒng)時(shí)鐘設(shè)置為500MHz,最大掃頻范圍為100Hz~100MHz,DAC最大輸出電流是由DAC_RST管腳上的電阻設(shè)置的,電路中電阻值選擇1.8kΩ,則最大輸出電流為10.5mA,電路中AD9959的負(fù)載為50Ω,所以AD9959的最大輸出電壓為0.525 Vpp。

    為了進(jìn)一步提高AD9959的輸出幅度和驅(qū)動(dòng)能力,選擇TI公司的一款電流反饋高速放大器OPA695,對(duì)AD9959輸出的信號(hào)進(jìn)行緩沖放大,OPA695的放大倍數(shù)設(shè)置為8倍,則最大輸出電壓可以為4.2Vpp。OPA695設(shè)計(jì)電路如圖3所示。為滿足頻帶內(nèi)輸出的幅度有更好的平坦度,AD9959的輸出濾波電路選擇巴特沃茲濾波器,截止頻率為200MHz。為了保證AD9959的輸出信號(hào)具有更低的噪聲,在PCB的設(shè)計(jì)上需要將數(shù)字地和模擬地單點(diǎn)接地,模擬輸出信號(hào)的走線盡可能遠(yuǎn)離其他信號(hào)線,避免信號(hào)之間串?dāng)_。

    圖3 OPA695電路圖

    2.2 零中頻正交解調(diào)電路設(shè)計(jì)

    零中頻正交電路由AD835,RC低通濾波器和直流放大器組成。乘法器選擇ADI公司的一款具有250MHz的帶寬的四象模擬乘法器AD835,可以滿足中低頻段的頻率特性的測(cè)量,由于片內(nèi)電路的優(yōu)化和帶隙電壓基準(zhǔn)的使用,AD835 的輸出噪聲典型值僅為50 nV/,保證了相乘信號(hào)盡可能小的失真。另外,AD835 需要的外圍電路非常少,配置相當(dāng)方便。AD835設(shè)計(jì)電路如圖4所示。

    圖4 AD835電路

    經(jīng)過(guò)AD835相乘后的信號(hào)需要濾除交流分量得到直流信號(hào),濾波器選擇簡(jiǎn)單的無(wú)源的三階RC濾波,選取電阻1kΩ,電容10μF,保證信號(hào)頻率在200Hz時(shí)衰減大于60dB。為了使得解調(diào)電壓輸出在ADC采集的電壓范圍內(nèi),還需要對(duì)解調(diào)的信號(hào)抬升到正電壓,所以選用精密的直流放大器AD8237將低通濾波器輸出的信號(hào)進(jìn)行適當(dāng)?shù)姆糯蠛吞?,由于AD835的輸入信號(hào)需要小于2Vpp,所以兩路不同相位的正弦信號(hào)相乘得到的直流信號(hào)在±0.5V范圍內(nèi),所以AD8237的增益設(shè)置為3倍,將輸入電壓抬高1.65V,則AD8237的最高輸出電壓3.15V,最低電壓0.15V,保證了AD8237的輸出電壓在ADC的采集范圍內(nèi)。AD8237設(shè)計(jì)電路如圖5所示。

    圖5 直流放大電路

    ■ 2.3 信號(hào)調(diào)理電路設(shè)計(jì)

    信號(hào)調(diào)理電路由程控衰減電路如圖6所示,壓控放大電路兩部分構(gòu)成。程控衰減器選擇ADI公司的HMC472,HMC472是一款DC - 3.8 GHz ,0.5dB步進(jìn),6位數(shù)字正電壓控制衰減器,最大衰減為31.5dB,DC - 3.8 GHz最大插入損耗為1.8dB,最大輸入電平為28dBm。為了進(jìn)一步增加衰減范圍,所以將兩塊HMC472級(jí)聯(lián),最大可以獲得63dB的衰減。由于HMC472的RF1和RF2管腳需要交流耦合輸入,選擇盡可能大的電容使得HMC472工作在盡可能低的頻率。

    圖6 信號(hào)調(diào)理電路

    壓控放大電路由固定放大器和壓控放大器構(gòu)成,固定放大器選擇ADI的一款低噪高速放大器OPA847,壓擺率950V/us,增益帶寬積3.9GHz,輸入電壓噪聲0.85,非常適合用于低噪寬帶放大,OPA847的增益設(shè)置為21.6dB。壓控放大器選擇TI公司的VCA821,最大增益設(shè)置為20dB。所以信號(hào)調(diào)理電路的增益控制范圍為-63~41.6dB。

    3 系統(tǒng)軟件實(shí)現(xiàn)

    整個(gè)系統(tǒng)的軟件設(shè)計(jì)如圖7所示。由于放大器,乘法器等元器件不可避免存在輸出失調(diào)電壓,通帶內(nèi)不平坦,輸出信號(hào)相位發(fā)生改變等問(wèn)題,導(dǎo)致影響測(cè)量結(jié)果的準(zhǔn)確度,所以待系統(tǒng)的各個(gè)模塊完成初始化的工作后,需要將儀器的輸入輸出端口短接,對(duì)頻率特性測(cè)試儀進(jìn)行一次直通校準(zhǔn),獲取系統(tǒng)自身的頻率特性。直通校準(zhǔn)完成后,可通過(guò)按鍵來(lái)設(shè)置正交掃頻信號(hào)源的輸出電平和掃頻模式。STM32F407采樣零中頻正交解調(diào)后的信號(hào)后,判斷采集的直流信號(hào)的大小,進(jìn)而控制信號(hào)調(diào)理模塊對(duì)測(cè)試網(wǎng)絡(luò)的輸出信號(hào)進(jìn)行適當(dāng)?shù)胤糯蠡蛘咚p,使得解調(diào)輸出的直流信號(hào)能夠被準(zhǔn)確地采集。最后將計(jì)算出增益和相位的變化顯示在LCD上。

    圖7 軟件設(shè)計(jì)流程圖

    4 測(cè)試結(jié)果分析

    測(cè)試內(nèi)容主要為:測(cè)試信號(hào)經(jīng)過(guò)被測(cè)網(wǎng)絡(luò)后輸出的幅頻、相頻特性曲線、點(diǎn)頻測(cè)量得到的幅度和相位信息。測(cè)試使用到的儀器有:電源、萬(wàn)用表、數(shù)字示波器、矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀等。根據(jù)測(cè)得的試驗(yàn)數(shù)據(jù)進(jìn)行分析處理得:顯示的幅頻特性、相頻特性曲線清晰,各項(xiàng)指標(biāo)均在誤差允許范圍內(nèi),具體數(shù)據(jù)如表1、2所示。

    表1 信號(hào)幅度測(cè)量對(duì)比表

    表2 信號(hào)相位測(cè)量對(duì)比表

    5 結(jié)語(yǔ)

    本文設(shè)計(jì)的頻率特性測(cè)試儀,采用了基于零中頻正交解調(diào)的頻率特性測(cè)量方法,簡(jiǎn)化了頻率特性測(cè)量電路。由模擬乘法器和低通濾波器組成的零中頻正交解調(diào)電路,將高頻信號(hào)解調(diào)為包含測(cè)試網(wǎng)頻率特性信息的直流信號(hào),再通過(guò)單片機(jī)采集和計(jì)算就繪出了測(cè)試網(wǎng)絡(luò)的幅頻曲線和相頻曲線。設(shè)計(jì)中加入了信號(hào)調(diào)理電路,避免進(jìn)行零中頻正交解調(diào)時(shí),因信號(hào)幅度不滿足解調(diào)條件帶來(lái)的測(cè)量誤差。頻率特性測(cè)試儀的電路主要選用集成芯片進(jìn)行設(shè)計(jì),提高了電路的集成度和穩(wěn)定性,這對(duì)于測(cè)試儀后期的維護(hù)更加簡(jiǎn)便。本文設(shè)計(jì)的頻率特性測(cè)試儀在中低頻的幅頻特性和相頻特性的測(cè)量精度高,性能優(yōu)越,成本低,對(duì)中低端的頻率特性測(cè)試儀的實(shí)際應(yīng)用有很好的參考價(jià)值。

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