一種具有死區(qū)控制功能的自舉電荷泵設(shè)計(jì)

何希然,蔣越飛,李澤宏,3,高 博,龔 敏

(1.四川大學(xué) 物理學(xué)院 微電子技術(shù)四川省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,四川 成都 610065;2.電子科技大學(xué) 電子薄膜與集成器件國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,四川 成都 611731;3.電子科技大學(xué) 重慶微電子產(chǎn)業(yè)技術(shù)研究院,重慶 400000)

智能功率集成電路(Smart Power Integrated Circuits,SPICs)泛指將高壓器件和低壓系統(tǒng)模塊集成于同一顆芯片中的新型混合集成電路,它成功消除了傳統(tǒng)的電力電子裝置中不同模塊之間的冗余連接,包含信號(hào)處理、通信、傳感、保護(hù)、檢測(cè)、診斷等功能,具有: (1)集成度高;(2)電子裝置的體積小、重量輕、成本低;(3)系統(tǒng)的精簡(jiǎn)化與小型化;(4)應(yīng)用場(chǎng)景廣泛;(5)方便通信且易于后期維護(hù)和修調(diào);(6)系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可靠性高等優(yōu)勢(shì)[1-2]。

作為SPIC 的典型應(yīng)用之一,智能高側(cè)功率開(kāi)關(guān)(Smart High Side Power Switch)已成為工業(yè)自動(dòng)化、汽車(chē)電子、電機(jī)系統(tǒng)等領(lǐng)域的關(guān)鍵產(chǎn)品。它通常需要使用電荷泵電路進(jìn)行電壓泵升,以此作為高側(cè)驅(qū)動(dòng)電路的正電源軌,從而實(shí)現(xiàn)對(duì)高側(cè)NMOS 器件的柵極驅(qū)動(dòng),使其工作在導(dǎo)通電阻較低的深線性區(qū),從而降低母線導(dǎo)通損耗。因此,傳統(tǒng)的PWM 控制信號(hào)直接驅(qū)動(dòng)NMOS 的方式顯然不適用。

目前的高側(cè)功率開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)技術(shù)大致包含: (1)脈沖變壓器驅(qū)動(dòng)技術(shù)[3-4];(2)自舉技術(shù)(Bootstrap)[5-6];(3)電荷泵技術(shù)[7-8];(4)基于浮地的電荷泵技術(shù)[9];(5)自舉電荷泵技術(shù)[10]。其中,脈沖變壓器驅(qū)動(dòng)技術(shù)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,其核心是利用變壓器進(jìn)行電氣隔離,并通過(guò)合理地設(shè)計(jì)變壓器來(lái)實(shí)現(xiàn)高電勢(shì)差下的低延時(shí)工作,而隨著如今智能高側(cè)功率開(kāi)關(guān)的發(fā)展,其劣勢(shì)也隨之凸顯出來(lái): (1)變壓器尺寸隨著頻率降低而顯著增大;(2)寄生效應(yīng)明顯;(3)不利于集成與小型化。自舉技術(shù)主要利用了電容電壓不能突變的原理,通過(guò)對(duì)自舉電容CBOOT充電并改變其負(fù)極板電位,從而實(shí)現(xiàn)電容正極板的電壓自舉,該技術(shù)常用于高側(cè)功率開(kāi)關(guān)、開(kāi)關(guān)電容、飛電容多電平轉(zhuǎn)換器等,它結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、成本低廉、易擴(kuò)展,可提高開(kāi)關(guān)速度和驅(qū)動(dòng)能力,適合高側(cè)N 型MOSFET 的驅(qū)動(dòng);但是,為了防止各種漏電和靜態(tài)電流造成CBOOT電壓降低,需要周期性地對(duì)CBOOT進(jìn)行充電和放電,導(dǎo)致其不能實(shí)現(xiàn)100%占空比的高側(cè)驅(qū)動(dòng),這在一些大功率的常開(kāi)應(yīng)用下無(wú)法適用。電荷泵技術(shù)同樣利用了電容電壓不能突變的特性,并通過(guò)非交疊時(shí)鐘合理控制電容充放電與電荷轉(zhuǎn)移過(guò)程,實(shí)現(xiàn)電壓的逐級(jí)泵升;當(dāng)所需泵升的電壓較低時(shí)(＜10 V),可直接基于地進(jìn)行電壓泵升。而在泵升電壓需求較高的場(chǎng)合(>10 V),則需結(jié)合浮動(dòng)地(Floating Ground)[11-12]進(jìn)行電壓泵升,其中,浮動(dòng)地通常是指比電源電壓VCC低某個(gè)固定電壓值ΔV的電源軌,電荷泵可直接在該電源軌上進(jìn)行更高的電壓泵升;該技術(shù)電路架構(gòu)簡(jiǎn)單,電壓泵升效果顯著,因而廣泛應(yīng)用于高側(cè)開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng);但是,該技術(shù)的柵極電位并沒(méi)有和功率管源極電位直接關(guān)聯(lián),因此需要額外加入柵極保護(hù)電路進(jìn)行VGS電壓限制,防止柵極擊穿,通常需要在功率管柵源之間并聯(lián)穩(wěn)壓管來(lái)進(jìn)行最大電壓限制;而在發(fā)生負(fù)載短路故障時(shí)(Fault Under Load,FUL)[13],由于柵源鉗位電壓相對(duì)正常工作電壓更大,因此功率管仍有過(guò)熱失效的風(fēng)險(xiǎn)存在。

自舉電荷泵技術(shù)在智能高側(cè)功率開(kāi)關(guān)的大功率常開(kāi)應(yīng)用中具有顯著優(yōu)勢(shì),它將電荷泵技術(shù)和自舉技術(shù)進(jìn)行了結(jié)合,不僅可以實(shí)現(xiàn)電荷泵的100%占空比的穩(wěn)定柵極驅(qū)動(dòng),還具有自舉技術(shù)中的自舉上電功能;由于功率管的柵極電位是基于源極電位進(jìn)行同步抬升,因此可以有效降低功率管的啟動(dòng)應(yīng)力,并在發(fā)生FUL故障時(shí),柵極電位可以隨源極電位同步下降,從而防止柵源電壓擊穿。傳統(tǒng)的自舉電荷泵電路通過(guò)使用電阻對(duì)自舉管的柵極電容充電,該結(jié)構(gòu)雖然簡(jiǎn)單,但會(huì)導(dǎo)致較大的功率損耗。本文針對(duì)智能高側(cè)功率開(kāi)關(guān)的大功率常開(kāi)應(yīng)用,設(shè)計(jì)了一款具有死區(qū)控制功能的自舉電荷泵,該電路可使外置高側(cè)功率管實(shí)現(xiàn)自舉上電并具備100%占空比的高側(cè)柵極驅(qū)動(dòng);其次對(duì)傳統(tǒng)架構(gòu)進(jìn)行了改進(jìn),將傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)中的電阻更換為P-LDMOS,并結(jié)合低功耗的高側(cè)浮動(dòng)電源軌電路和死區(qū)控制電路進(jìn)行合理的死區(qū)控制,顯著降低了自舉電荷泵在工作過(guò)程中因使用電阻造成的額外功率損耗。

1 傳統(tǒng)自舉電荷泵

傳統(tǒng)的自舉電荷泵主要由內(nèi)部電壓源INTVCC、外部母線電壓VCC、時(shí)鐘信號(hào)CLK、放電管MN1、自舉管MN2、自舉電容C1、充電電阻R1、高側(cè)負(fù)載電容C2、二級(jí)管D1、D2、D3、穩(wěn)壓管ZD1、高側(cè)驅(qū)動(dòng)模塊HS Driver 和Level Shifter 構(gòu)成,其典型結(jié)構(gòu)如圖1 所示[10]。

圖1 傳統(tǒng)自舉電荷泵Fig.1 Traditional self-boost charge pump

自舉電荷泵工作原理可分為三種模式,如圖2 所示:(1)充電模式(Charging Mode);(2)自舉模式(Self-Boosting Mode);(3)泵升模式(Pumping Mode)。

圖2 自舉電荷泵工作模式。(a) 充電模式;(b) 自舉模式;(c) 泵升模式Fig.2 Self-boost charge pump work mode.(a) Charging mode;(b) Self-boosting mode;(c) Pumping mode

在理想情況下(不考慮二極管和MOS 管壓降、負(fù)載電流IL等),當(dāng)自舉電荷泵處于Charging Mode 時(shí),CLK 為高電平,MN1 開(kāi)啟,MN2 的柵極和源極被MN1 下拉至地,MN2 關(guān)閉,且內(nèi)部電源INTVCC通過(guò)D1、D2、MN1 向自舉電容C1充電,并在多個(gè)周期后將C1電壓充至INTVCC。當(dāng)處于Self-Boosting Mode時(shí),CLK 為低電平,MN1 關(guān)閉,此時(shí)自舉電容C1通過(guò)電阻R1向MN2 的柵極充電,MN2 隨著柵極電壓抬升而逐漸開(kāi)啟,SOURCE 端的電位將通過(guò)MN2 向C1的下極板充電并充至VSOURCE,由于C1電壓不能突變,C1的上極板電位將泵至INTVCC+VSOURCE。當(dāng)處于Self-Boosting Mode 時(shí),CLK 仍為低電平,MN1 關(guān)閉,MN2 開(kāi)啟,C1上極板通過(guò)D3向C2電容和外置功率管的柵極充電,外置功率管隨著柵極電壓抬升而逐漸開(kāi)啟,SOURCE 端在多個(gè)周期后被上拉至接近VCC的電位,且外置功率管的柵源電壓VGS約為INTVCC。

從上述工作過(guò)程可以發(fā)現(xiàn),二極管D1和D3在分別處于Pumping Mode 和Charging Mode 時(shí)會(huì)承受母線電壓VCC的反偏電壓,因此D1和D3需要選擇反向漏電小的高壓二極管;而對(duì)于D2,其反偏電壓受MN2 的柵源電壓限制,因此可將D2更換為肖特基二極管來(lái)降低導(dǎo)通壓降,并由于其承受的反偏電壓相對(duì)較小,因此其反向漏電流可忽略。在實(shí)際情況中,二極管的正向?qū)妷篤D和MOS 管的漏源電壓VDS以及C2通過(guò)Driver 流向外置功率管柵極的電流IL都會(huì)使最終穩(wěn)定后的柵源電壓VGS降低。并且二極管的交流電阻rd和MOS 管的線性區(qū)電阻rds也會(huì)影響電容C1和C2電壓的時(shí)間常數(shù)τ。另一方面,該結(jié)構(gòu)除了R1在充電階段帶來(lái)不可避免的電荷損耗外,MN2 的柵源擊穿電壓也是限制該結(jié)構(gòu)泵升電壓大小的關(guān)鍵因素。若INTVCC高于MN2 管的柵源擊穿電壓,即使有穩(wěn)壓管ZD1的保護(hù),在長(zhǎng)時(shí)間處于高柵源電壓的工作后,其柵氧層將出現(xiàn)退化,致使其柵極的漏電流增大,可靠性降低。

2 具有死區(qū)控制功能的自舉電荷泵

2.1 自舉電荷泵主體

本文針對(duì)傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)使用電阻充電而引起額外功率損耗的問(wèn)題,將充電電阻R1更換為P-LDMOS 管MP1對(duì)MN2 的柵極進(jìn)行同步充電,并在Charging Mode 階段使其關(guān)閉,并額外加入浮動(dòng)電源軌(Floating Rail)模塊和死區(qū)控制(Dead Time Controller)模塊來(lái)解決該管和放電管MN1 的電流饋通問(wèn)題。具有死區(qū)控制功能的自舉電荷泵結(jié)構(gòu)如圖3 所示。

圖3 具有死區(qū)控制功能的自舉電荷泵Fig.3 Self-boost charge pump with dead time control function

具有死區(qū)控制功能的自舉電荷泵電路主要包含浮動(dòng)電源軌電路、死區(qū)控制電路、自舉電荷泵主體;浮動(dòng)電源軌電路用于產(chǎn)生一個(gè)以低側(cè)電容C1的負(fù)端為參考地的電源軌,以此作為死區(qū)控制電路的正端供電電源;另一方面,由于浮動(dòng)電源軌的加入,充電電源VSUP的大小將不再受自舉管MN2 柵源擊穿電壓限制,從而可泵升更高的自舉電壓;死區(qū)控制電路主要包含電平移位電路、非交疊時(shí)鐘產(chǎn)生電路、反饋邏輯控制電路,用于產(chǎn)生自舉電荷泵主體電路中控制上管和下管開(kāi)啟和關(guān)斷信號(hào)的死區(qū)時(shí)間。具有死區(qū)控制功能的自舉電荷泵的三種工作模式如圖4 所示: (1)充電模式(Charging Mode);(2) 自舉模式(Self-Boosting Mode);(3)泵升模式(Pumping Mode)。

圖4 具有死區(qū)控制功能的自舉電荷泵工作模式。(a) 充電模式;(b) 自舉模式;(c) 泵升模式Fig.4 Self-boost charge pump with dead time control function work mode.(a) Charging mode;(b) Self-boosting mode;(c) Pumping mode

其中,電容C1電壓VC1(t)、電容C2電壓VC2(t)、低側(cè)時(shí)鐘CLK_AVDD 和高側(cè)時(shí)鐘CLK_PG_VDDL 隨時(shí)間變化的波形如圖5 所示。

圖5 自舉電荷泵工作波形Fig.5 Self-boost charge pump working waveform

自舉電荷泵處于Charging Mode 時(shí)(t1～t2階段)的小信號(hào)模型如圖6 所示。電源VSUP通過(guò)D1、D2、MN1向C1充電。C1的電壓VC1(t)在t1～t2階段由VC1(0)指數(shù)率上升至VC1,MAX,VC1(t)為:

圖6 充電模式小信號(hào)模型Fig.6 Charging mode small signal model

式中:VC1(0)為C1電壓初始態(tài)電壓;VC1,MAX為其最大值;Req1為等效交流電阻(rd為二極管交流電阻,rds為MOS 管線性區(qū)電阻),如式(2)所示:

自舉電荷泵處于Self-Boosting Mode 時(shí)(t3～t4階段)的小信號(hào)模型如圖7 所示。

圖7 自舉模式小信號(hào)模型Fig.7 Self-boosting mode small signal model

在Self-Boosting Mode 時(shí),由于浮動(dòng)軌的輸出電阻很小,小信號(hào)等效于C1通過(guò)MP1 線性區(qū)電阻rds,MP1向MN2 的柵電容CGATE,MN2充電,MN2 隨其柵源電壓升高而逐漸開(kāi)啟,此時(shí)VC1(t)的時(shí)間常數(shù)τBoost如式(3)所示:

由于C1的容值遠(yuǎn)大于CGATE,MN2,因此C1僅需損失少量電荷就可將MN2 的柵極充電至最大值。

自舉電荷泵處于Pumping Mode 時(shí)(t4～t5階段)的小信號(hào)模型如圖8 所示。在Pumping Mode 時(shí),MN2完全開(kāi)啟,C1通過(guò)Req2(由D3交流電阻和MN2 導(dǎo)通電阻組成)向C2充電的同時(shí),還需要提供負(fù)載電流IL(由HS Driver、Level Shifter 等其他高側(cè)電路模塊產(chǎn)生),VC2(t)為:

圖8 泵升模式小信號(hào)模型Fig.8 Pumping mode small signal model

其中,Req2和時(shí)間常數(shù)τpumping分別為:

經(jīng)過(guò)多個(gè)周期后,最終自舉電荷泵處于穩(wěn)態(tài),此時(shí)C2電壓最小值VC2,MIN和最大值VC2,MAX為:

式中: ΔtR為上升沿死區(qū)時(shí)間;ΔtF為下降沿死區(qū)時(shí)間;δ1為CLK_AVDD 信號(hào)的占空比;δ2為C1向CGATE,MN2充電的時(shí)間與周期之比(VC1,MAX,H下降至VC1,MAX,L),ΔVC2,Ripple為C2處于穩(wěn)態(tài)時(shí)的紋波電壓,其表達(dá)式為:

可通過(guò)增大高側(cè)電容C2容值、提高頻率f、減小δ1和δ2來(lái)減小紋波。但是,C2的提高意味著更大的面積和成本,f的提高意味著更高的開(kāi)關(guān)損耗和更強(qiáng)的CLK 帶載能力,δ1和δ2的減小意味著更小的VC2,MAX。

2.2 浮動(dòng)電源軌

浮動(dòng)電源軌(Floating Rail)電路結(jié)構(gòu)如圖9 所示。

圖9 浮動(dòng)電源軌電路Fig.9 Floating power rail circuit

其中,MN3、MN4、MP2、MP3、R1、ZD1、ZD2、C3構(gòu)成浮動(dòng)電源軌主體電路,MP4～MP8、MN5、MN6為電流源的啟動(dòng)電路,MP9～MP14、MN7～MN10、R2～R4為電流源電路。啟動(dòng)電路可以使電流源電路脫離簡(jiǎn)并點(diǎn),電流源電路則為浮動(dòng)電源軌主體電路中的MN3 和MN4 管提供固定電流偏置,從而產(chǎn)生相對(duì)穩(wěn)定的VGS電壓,ZD2作為電壓保護(hù)器件防止輸出電壓過(guò)高,C3可降低輸出電壓紋波,提高負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)能力。

該浮動(dòng)電源軌電壓為:

式中:VZD1為齊納二極管ZD1的反向擊穿電壓;VGS,MN3,4為MN3 或MN4 的柵源電壓。VZD1的大小與流過(guò)ZD1的電流正相關(guān),且該電流由R1電阻和MP2 管的電流提供;VGS,MN3,4的大小則由偏置電流和負(fù)載電流共同決定,其表達(dá)式為:

式中:IR1為電阻R1 上的電流;IMP2為MP2 的電流;β為MOS 管的增益因子;VTHN,3為MN3 管的閾值電壓;M為MN3 與MN4 的寬長(zhǎng)比之比;N為MP2 和MP3的寬長(zhǎng)比之比;Ibias為電流源的總電流;IL為帶載時(shí)的負(fù)載電流。由上式可知,當(dāng)浮動(dòng)電源軌接入負(fù)載后,負(fù)載電流的變化也會(huì)使得輸出電壓變化,進(jìn)而產(chǎn)生一定大小的紋波。為了降低紋波的影響,因而引入負(fù)反饋結(jié)構(gòu)。其中,MN4、MP2、MP3 構(gòu)成局部正反饋結(jié)構(gòu)PFL,MN4、MP2、MP3、ZD1構(gòu)成了電流負(fù)反饋結(jié)構(gòu),MN3、MN4、MP2、MP3 也構(gòu)成了局部負(fù)反饋結(jié)構(gòu)NFL。PFL 由MN4 共源極與MP2 共源極組成。第一個(gè)NFL 由流過(guò)MN4、MP2、MP3 的電流和ZD1共同構(gòu)成,當(dāng)負(fù)載電流增加時(shí),輸出電壓下降,流過(guò)MN4、MP2、MP3 的電流也隨之增加,因而流過(guò)ZD1的電流增加,使得ZD1的電壓升高,MN3 和MN4 源隨器接法使得輸出電壓升高。第二個(gè)NFL 分別由MN4 共柵級(jí)、MP2 共源級(jí)、MN3 共漏級(jí)構(gòu)成?？偟沫h(huán)路增益為:

式中:rZD1為ZD1的等效電阻;rO,P2為MP2 的輸出電阻;gmn4為MN4 的跨導(dǎo)。電流源為經(jīng)典的Cascode 電流源結(jié)構(gòu),MP13 和MP14 管為由HVBN_PMOS 管構(gòu)成的BE 結(jié),面積比為1 ∶8,該結(jié)構(gòu)可適用于部分不支持HV_BJT 管的工藝。其電流IR4為:

2.3 死區(qū)控制電路

本文設(shè)計(jì)的自舉電荷泵死區(qū)控制電路如圖10 所示。死區(qū)控制電路包含Level Shifter 1～3、非交疊時(shí)鐘產(chǎn)生模塊(Non-Overlapping Clock)、反饋控制邏輯(Feedback Logic A &B)。

圖10 死區(qū)控制電路Fig.10 Dead time control circuit

當(dāng)OSC 接入時(shí)鐘信號(hào),然后通過(guò)非交疊時(shí)鐘產(chǎn)生模塊生成一對(duì)非交疊時(shí)鐘信號(hào)CLK 和CLK_B,CLK通過(guò)反相器產(chǎn)生CLKB。非交疊時(shí)鐘產(chǎn)生模塊(Non-Overlapping Clock)為經(jīng)典的由與非門(mén)和延遲結(jié)構(gòu)構(gòu)成的兩相非交疊時(shí)鐘產(chǎn)生電路,延遲單元Delay 可以為反相器鏈條或RC,且需要延遲匹配,其作用是使CLKB 的占空比大于CLK_B,從而產(chǎn)生死區(qū)時(shí)間,其工作原理不再贅述。CLK 和CLKB 信號(hào)通過(guò)由MN11、MN12、MP15～MP18 構(gòu)成的電平移位器Level Shifter 1將AGND～I(xiàn)NTVCC的控制信號(hào)轉(zhuǎn)變?yōu)閂SSL_ VCP～VDDL_VCP 電源軌的控制信號(hào)。為了防止MP15 漏端電位擺幅小,因此加入施密特觸發(fā)器對(duì)其波形整形輸出,之后與FB_A 信號(hào)進(jìn)行或非門(mén)處理并通過(guò)反相器鏈條進(jìn)行適當(dāng)?shù)尿?qū)動(dòng)能力增強(qiáng),輸出高側(cè)時(shí)鐘控制信號(hào)CLK_PG_VDDL。

FB_ A 反饋信號(hào)由CLK_ AVDD 通過(guò)MN13、MN14、MP19～MP22、R5、R6構(gòu)成的電平移位器Level Shifter 2 產(chǎn)生,且兩者同相。FB_B 反饋信號(hào)與CLK_B信號(hào)進(jìn)行與非門(mén)后,通過(guò)驅(qū)動(dòng)能力逐級(jí)遞增的反相器鏈條DRV 進(jìn)行驅(qū)動(dòng)能力增強(qiáng),并產(chǎn)生Dickson CP 的時(shí)鐘控制信號(hào)CLK_AVDD_DCP,以此驅(qū)動(dòng)Dickson CP 的飛電容。FB_B 反饋信號(hào)由CLK_PG_VDDL 信號(hào)通過(guò)MN15～MN18、MP23、MP24、R7、R8構(gòu)成的電平移位器Level Shifter 3 產(chǎn)生,且兩者同相。值得注意的是,CLK_PG_VDDL、CLKB_ PG_VDDL 與FB_A 信號(hào)均為相對(duì)于VSSL_VCP 電位的信號(hào),CLK、CLKB、CLK_B、CLK_AVDD、CLKB_ AVDD、FB_B 信號(hào)均為相對(duì)AGND 的信號(hào)。根據(jù)上述對(duì)各個(gè)信號(hào)的描述情況,其邏輯關(guān)系為:

根據(jù)上述邏輯關(guān)系式可知,當(dāng)CLK_AVDD 為高時(shí),CLK_PG_VDDL 置高;當(dāng)CLK_PG_VDDL 為低時(shí),CLK_AVDD 置低。CLKB 的占空比大于CLK_B則會(huì)使得CLK_ PG_ VDDL 的占空比大于CLK_AVDD,從而產(chǎn)生對(duì)應(yīng)的死區(qū)時(shí)間,若死區(qū)時(shí)間過(guò)大則會(huì)降低電荷泵效率,若死區(qū)時(shí)間過(guò)小則會(huì)加大上管MP1 和下管MN1 饋通風(fēng)險(xiǎn),因此取值需適中。

3 電路仿真

3.1 浮動(dòng)電源軌仿真

如圖11 所示為浮動(dòng)電源軌的瞬態(tài)響應(yīng)仿真波形,其中,負(fù)載電流幅值大約為2 mA,頻率為6.1 MHz,脈沖寬度為75 ns,以此模擬自舉電荷泵帶載情況,此時(shí)浮動(dòng)軌均值為4.3 V,紋波值為128 mV,符合設(shè)計(jì)要求。

3.2 死區(qū)控制電路仿真

如圖12 所示為死區(qū)控制電路的仿真波形,OSC 接入6.1 MHz 時(shí)鐘信號(hào),從圖中可見(jiàn),CLK_AVDD 與CLK_ PG_ VDDL 之間的上升沿死區(qū)時(shí)間Δt_rise為8.78 ns,下降沿死區(qū)時(shí)間Δt_fall為7.40 ns,符合設(shè)計(jì)需求。

圖12 死區(qū)控制電路仿真波形Fig.12 Dead time control simulation waveform

3.3 自舉電荷泵啟動(dòng)仿真

如圖13 所示為自舉電荷泵的啟動(dòng)仿真波形。

圖13 自舉電荷泵啟動(dòng)仿真波形Fig.13 Self-boost charge pump start-up simulation waveform

其中,圖中的仿真波形從上至下依次為: 1、低側(cè)電容C1兩端電壓VDDH_VCP-VSSL_VCP;2、高側(cè)電容C2兩側(cè)電壓VDDH_VGS-SOURCE;3、外置功率管的漏源電壓VDS;4、高側(cè)電容C2 上極板電位VDDH_VGS;5、高、低側(cè)時(shí)鐘控制信號(hào)CLK_PG_VDDL 與CLK_AVDD。

母線電壓VBUS接24 V,充電電壓VSUP接9 V,仿真結(jié)果顯示,自舉電荷泵的啟動(dòng)時(shí)間大約為20 μs(CLK_PG_VDDL 進(jìn)入正常工作狀態(tài)的時(shí)間);VC2隨著VC1的周期性充電而不斷升高,在154 μs 時(shí),VC1、VC2、VDDH_VGS 分別達(dá)到7.81 V,6.95 V,30.82 V,且隨著時(shí)間增加而逐漸抬升,并最終達(dá)到穩(wěn)定(8.2 V@5 ms),實(shí)現(xiàn)了100%占空比高側(cè)驅(qū)動(dòng);功率管漏源電壓VDS也隨著功率管自舉啟動(dòng),從24 V 降低至128mV。

3.4 本文結(jié)構(gòu)與傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)的電流和功耗對(duì)比仿真

如圖14 所示為傳統(tǒng)自舉電荷泵在工作階段采用電阻(R1=2 kΩ)充電與本文設(shè)計(jì)的具有死區(qū)控制功能的電荷泵采用pLDMOS 充電的電流和功耗仿真波形對(duì)比。從仿真結(jié)果可見(jiàn),在處于Charging Mode 時(shí),使用電阻充電會(huì)額外消耗大量電流(電流值為4.34 mA),其總的電流平均值為2.46 mA,平均功耗為19.91 mW;而采用死區(qū)控制pLDMOS 充電的方式則會(huì)高效許多,MP1在Charging Mode 時(shí)關(guān)閉,而在Self-Boosting Mode 時(shí)開(kāi)啟,其總的電流均值僅為414 μA,平均功耗為1.80 mW,充電時(shí)間常數(shù)小,充電速度快;額外加入的死區(qū)控制電路和浮動(dòng)電源軌等模塊均采用低功耗設(shè)計(jì),且大多為瞬態(tài)電流,總的電流均值約為150 μA,相較于傳統(tǒng)結(jié)構(gòu),電流大約降低了77%。

圖14 本文結(jié)構(gòu)與傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)的電流和功耗對(duì)比仿真Fig.14 Comparison and simulation of current and power consumption between the structure in this paper and the traditional structure

4 結(jié)論

本文設(shè)計(jì)的具有死區(qū)控制功能的自舉電荷泵可成功在寬輸入電壓范圍下實(shí)現(xiàn)自舉上電與高柵源電壓的高側(cè)100%占空比的驅(qū)動(dòng),并可配合系統(tǒng)邏輯實(shí)現(xiàn)上、下電控制。有效解決了文獻(xiàn)[10]提出的傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)使用電阻充電造成的損耗問(wèn)題以及泵升電壓受限于自舉管柵源擊穿電壓限制的問(wèn)題。