SPERF 環(huán)向場線圈脈沖電流源設計

關鍵，凌文斌，馬勛，李洪濤，佟為明，鄂鵬

（1.哈爾濱工業(yè)大學電氣工程及自動化學院，哈爾濱 150001；2.中國工程物理研究院流體物理研究所，綿陽 621900；3.哈爾濱工業(yè)大學空間環(huán)境與物質(zhì)科學研究院，哈爾濱 150001）

在實驗室中模擬磁重聯(lián)是研究磁重聯(lián)現(xiàn)象的重要手段[1]?？臻g等離子體環(huán)境模擬與研究系統(tǒng)SPERF（Space Plasma Environment Research Facility）作為由哈爾濱工業(yè)大學承建的國家重大科技基礎設施建設項目“空間環(huán)境地面模擬裝置SESRI（Space Environment Simulation and Research Infrastructure）”的一個重要分系統(tǒng)，將首次開展非對稱三維磁重聯(lián)的地面模擬研究[2-3]。目前，世界上模擬磁重聯(lián)現(xiàn)象的裝置主要有加州大學洛杉磯分校LAPD（Large Plasma Device）裝置[4-7]、洛斯阿拉莫斯國家實驗室RSX（Reconnection Scaling Experiment）裝置[8]、中國科學技術大學的LMP（Linear Magnetized Plasma）裝置[9]、東京大學TS-3/TS-4（Tokyo University Spherical Torus Device No.3/ No.4）裝置[10-14]、美國斯沃斯莫爾大學SSX（Swarthmore Spheromak Experiment）裝置[15-18]、普林斯頓等離子體物理實驗室MRX（Magnetic Reconnection Experiment）裝置[19-20]、麻省理工學院VTF（Versatile Toroidal Facility）裝置[21]。

由于本文的研究屬于磁重聯(lián)裝置中磁體的脈沖電流源PCS（pulsed current source）設計，下面簡要介紹各裝置中脈沖電流的參數(shù)：LAPD 裝置的磁體為亥姆霍茲線圈對，線圈的脈沖電流為100 A，脈寬為47 μs；RSX 裝置的磁體系統(tǒng)由12 個環(huán)繞在真空室外壁上的環(huán)形線圈組成，流過每個線圈中的電流為1 kA，脈沖電流的上升時間在16 ms 左右；LMP 裝置的磁體線圈由兩個平行放置的金屬板組成，脈沖電流的峰值在2.5 kA 左右，上升時間在45 μs 左右；TS-3 裝置的兩個極向場線圈電源的總儲能為15 kJ，TF 線圈脈沖電源的總電流達250 kA，儲能為43 kJ；SSX 裝置的磁體系統(tǒng)由一對關于中平面對稱的偶極磁場線圈組成，流過線圈的總電流為5 kA；MRX 裝置磁體系統(tǒng)的電源包含3 組電容器，每組的容量為96 kJ，通過不同的電源配置，可使脈沖電流的上升時間在20～100 μs 內(nèi)變化；VTF裝置中極向場線圈的電流高達200 kA，歐姆線圈的最大電流為5 kA。

在SPERF中，為了模擬磁層頂磁重聯(lián)過程中的太陽風等離子體，采用TF 線圈通過感性耦合的方式產(chǎn)生等離子體，磁重聯(lián)實驗[22-23]需要TF 線圈在小圓截面的中心在100 μs 左右產(chǎn)生磁感應強度大約1 T的磁場，其目的是在線圈周圍產(chǎn)生密度約為1012～1013cm-3的等離子體。為了實現(xiàn)上述實驗目的，需要使用脈沖電流源為TF 線圈提供激勵電流來產(chǎn)生實驗所需的磁場幅值和位形。本文將研究TF 線圈脈沖電流源的設計和關鍵技術，由于SPERF 裝置借鑒了普林斯頓離子體物理實驗室FLARE（Facility for Laboratory Reconnection Experiments）裝置，故借鑒其電源系統(tǒng)的設計經(jīng)驗[24]，研制模塊化電容儲能型的脈沖電流源。基于電源的設計需求，通過仿真計算確定脈沖電流源的主要參數(shù)，設計脈沖電流源模塊，研制電源的核心部件——晶閘管開關組件，解決開關組件的觸發(fā)、保護和同步導通性等關鍵技術問題，并對晶閘管開關組件進行測試，同時對脈沖電流源整機進行測試，以驗證脈沖電流源的設計，使其滿足物理實驗的需求。

1 脈沖電流源設計

1.1 TF 線圈和連接電纜的電參數(shù)

SPERF 中有4 個相同的TF 線圈，它們的結構和在裝置中的位置如圖1 所示，TF 線圈從上到下分別標記為A、B、C、D，每個TF 線圈由4 個15 匝纏繞1/4 圓周的子線圈組成，子線圈的引線兩兩一組分別從兩個對稱的支撐管引出。TF 線圈的每個子線圈結構相同，具有相同的電阻和電感，分別為3.27 mΩ 和14 μH。4 個子線圈的互感系數(shù)分別為：C12=0.029 5，C13=0.002 08，C14=0.029 5，C23=0.029 5，C24=0.002 08，C34=0.029 5，每個TF 線圈之間的互感忽略不計。根據(jù)TF 線圈在裝置中的位置分布，TF-A和TF-D 線圈的引線具有相同的電阻和電感，分別為1.83 mΩ 和1.47 μH，引線之間的互感系數(shù)為0.156 5；TF-B 和TF-C 線圈的引線具有相同的電阻和電感，分別為2.1 mΩ 和1.7 μH，引線之間的互感系數(shù)為0.158 8。

圖1 TF 線圈的結構及其在裝置中的位置Fig.1 Structure of TF coil and its position in the infrastructure

每套脈沖電流源與對應的TF 線圈具有相同的連接方式，整個TF 線圈電源系統(tǒng)的結構如圖2 所示，每個電流源中的模塊并聯(lián)連接，每個TF 線圈中的子線圈按照典型工作模式的要求也采用并聯(lián)連接，輸出電纜將每個模塊的輸出電流匯流至電纜接線盤，4 根過渡電纜將電流從電纜接線盤輸出至各引線接線盤，再由引線將電流輸入到各TF 子線圈。所有輸出電纜和過渡電纜的型號相同，其單位長度的電阻和電感分別為0.46 mΩ/m 和0.18 μH/m，按照電源的實際布局，TF-A/D 線圈和TF-B/C 線圈脈沖電流源的輸出電纜長度分別為15 m 和14 m，每根過渡電纜的長度為8 m。

圖2 TF 線圈脈沖電流源結構Fig.2 Structure of PCS of TF coils

1.2 脈沖電流源的設計

為產(chǎn)生實驗所需的磁場，根據(jù)TF 線圈的運行需求和工程實施條件，要求TF 線圈的脈沖電流源在充電電壓不大于20 kV的條件下，在典型時刻Ttp≤0.08 ms 時產(chǎn)生的電流為Itp=200～250 kA，并且電流從峰值Imax降低到峰值的10%所需的時間TD≤1.6 ms，對TF 線圈脈沖電流波形的需求如圖3 所示。

圖3 TF 線圈脈沖電流源的輸出電流波形需求Fig.3 Output current waveform required by PCS of TF coils

由前所述，目前世界上各磁重聯(lián)裝置中脈沖電源的參數(shù)分為兩類：一類脈沖短（<50 μs）、電流大（>250 kA）；一類脈沖長（>10 ms）、電流?。ā? kA）。本文要設計的脈沖電流源要求在脈沖時間為100 μs的條件下，產(chǎn)生大于200 kA的電流。由于這一參數(shù)的脈沖電流只能由電容器放電產(chǎn)生，而電容器型脈沖電源的脈沖上升時間、電流峰值、電容和充電電壓之間存在著制約和矛盾，要實現(xiàn)100 μs、200 kA的電流存在著較大的技術挑戰(zhàn)。

每套TF 線圈脈沖電流源的基本電路原理如圖4 所示，它利用高壓電容器組儲能，通過放電開關使其對線圈負載放電，產(chǎn)生脈沖電流，為了防止電流振蕩、減小電容器組上的反向電壓，并調(diào)節(jié)脈沖下降的時間，使用續(xù)流支路控制電流的波形。脈沖電源放電前，首先打開泄放繼電器、閉合充電繼電器，充電電源為電容器組充電。當電容器組電壓達到設定值時，打開充電繼電器，然后控制放電開關閉合，電容器組向線圈放電，續(xù)流支路由二極管串聯(lián)電阻組成，當電容器組兩端的電壓反向時，續(xù)流支路的二極管導通，負載電流開始沿續(xù)流支路下降，串聯(lián)的電阻可以調(diào)整負載電流下降沿的波形，同時消耗掉負載中的大部分磁能，減輕負載的熱負荷。放電結束后，閉合泄放繼電器，確保電容器上的電荷完全泄放掉，電容器電荷完全泄放后，閉合接地開關，將電容器組的兩端接地。

圖4 每套脈沖電流源的基本電路原理Fig.4 Schematic of basic circuit for each set of PCS

在確定脈沖電流源的參數(shù)時，由于放電回路中的電阻很小，可以假設脈沖電流源連接負載的放電回路為無損電路來估算電容器電容值和續(xù)流電阻阻值的范圍。在無損電路中，任意時刻的電流I（t）與電容器初始電壓U0、電容C、放電回路中總電感L、時間t的關系[25]可表示為

在典型的運行模式下，4 個TF 子線圈并聯(lián)，根據(jù)電磁計算的結果，各TF 線圈子線圈之間的互感可以忽略，回路的總電感L 約為5.802 μH。為了減小脈沖電流的上升時間，電容器初始電壓U0使用工程上所允許的最大值，本設計中U0=20 kV。由式（1）的計算可得：當負載電流在典型時刻Ttp=80 μs處達到200～250 kA時，所需的電容器組電容值C=611～1911 μF，考慮到4 個TF 子線圈之間的互感會延長電流的上升時間，放電回路中的電阻會減小電流的幅度，以及實際的產(chǎn)品規(guī)格，最終電容器組的電容值被確定為1.28 mF。

續(xù)流電阻的取值應使得續(xù)流回路呈現(xiàn)過阻尼狀態(tài)[26]，此時續(xù)流電阻Rc滿足

式中，R為每套脈沖電流源放電回路的總電阻，R≈6.42 mΩ。代入電容C 和電感L，可得Rc<33.7 mΩ。此外，續(xù)流電阻的取值還要滿足對負載電流下降時間的要求。根據(jù)文獻[26]，電流從峰值減小到峰值的10%的時間TD由兩部分組成：tpz——電流從峰值時刻到電容電壓過零點時刻的時間；tc——電流從電壓過零點的時刻到10%峰值時刻的時間。通過理論計算[26]，可得電流到達峰值的時刻為0.117 9 ms，電容電壓過零點的時刻為0.125 3 ms，因此，tpz=7.4 μs。設計要求負載電流從峰值Imax降低到峰值的10%所需的時間TD≤1.6 ms，所以tc≤1.592 6 ms。由于續(xù)流回路為LR 電路，tpz≈ln（10）τ，則

式中，τ為時間常數(shù)。

由式（3）可知，續(xù)流電阻Rc越大，時間常數(shù)τ越小，電流下降得越快。當Rc≥8.4 mΩ時，可滿足TD≤1.6 ms。綜上所述，續(xù)流電阻的取值范圍為：8.4 mΩ≤Rc<33.7 mΩ。

根據(jù)調(diào)研設備的商品參數(shù)，結合以上參數(shù)計算的范圍，在PSpice 中逐個選擇合適的電容值和續(xù)流電阻值來計算脈沖電流源的放電波形，直到滿足設計指標要求。為提高電流源的運行和維護效率，并降低其故障風險，脈沖電流源的結構采用模塊化設計，即每臺電流源由幾個電源模塊組成。模塊化的另一個優(yōu)勢是：在實際運行時，可以根據(jù)實驗需求選擇投入運行的模塊數(shù)量，控制已選擇模塊之間的放電時序，實現(xiàn)對線圈輸出電流波形的調(diào)控，提高物理實驗的靈活性。根據(jù)實際工程需求和產(chǎn)品元器件的規(guī)格，每套電流源由4 個模塊組成，主要參數(shù)的設計結果見表1。

表1 脈沖電流源主要參數(shù)設計結果Tab.1 Design results of main parameters of PCS

考慮每個TF 線圈4 個子線圈之間的耦合效應、引線電感、引線電阻、引線之間的互感以及其他的電路分布參數(shù)，在PSpice 中建立的電路仿真模型如圖5 所示，由于除引線參數(shù)不同外，各TF 線圈脈沖電流源的電路模型都相同，故以TF-A 線圈的脈沖電流源為例。脈沖電流源在TF 線圈典型工作模式下輸出電流的仿真波形如圖6 所示，U0=20 kV的條件下，在Ttp=80 μs時，每個TF 線圈電流源的輸出電流都大于200 kA，電流的下降時間都小于1.6 ms，滿足電源的設計需求，并且各臺TF 線圈電流源的輸出電流同時到達峰值。

圖5 TF-A 脈沖電流源PSpice 仿真模型Fig.5 PSpice simulation model of TF-A PCS

圖6 TF 脈沖電流源同時放電輸出電流波形Fig.6 Output current waveform of TF PCSs when they simultaneously discharge

1.3 電源模塊的設計

每個電源模塊由充電單元和放電單元組成，其電路原理如圖7 所示。充電單元由一臺程控充電電源組成，該充電電源能輸出雙極性電壓，輸出電壓、電流可通過程序進行控制，在120 s 內(nèi)可將電源模塊內(nèi)的電容器充電至20 kV。此外，充電電源具有負載開路和短路輸出保護等功能。

圖7 電源模塊原理Fig.7 Schematic of power module

電源模塊的放電單元由充電保護電路、泄放電路和放電電路組成，充電保護電路集成在放電單元中。閉合常開式充電開關Sc后，充電電源為儲能電容器充電，待電容器電壓達到預設電壓后，斷開Sc使得充電電源和放電模塊物理隔離。電阻Rcp2（3.6 kΩ）和Rcn2（3.6 kΩ）是充電限流電阻，限制充電電流的大小，Rcp1和Rcn1是充電電源的保護電阻，主要作用是限制充電電源短路電流的大小，由于它們也在充電回路中，為減小對充電電流的影響，Rcp1和Rcn1應遠小于Rcp2和Rcn2，本設計中，Rcp1和Rcn1均為560 Ω。若充電過程中放電開關誤觸發(fā)或放電過程中Sc出現(xiàn)故障使得充電、放電隔離失效時，如果電容器的對地電壓為負，則充電電源兩端將被施加一個較高的反向電壓，電源有可能被損壞，此時，使用高壓硅堆Dc保護電源。當電源兩端出現(xiàn)反向電壓時，Dc將導通，充電電源兩端的電壓被限制到Dc的導通壓降，電阻Rcp2和Rcn2將限制高壓硅堆中的電流，防止高壓硅堆Dc因大電流沖擊而損壞，同時，Rcp1和Rcn1將限制充電電源內(nèi)部保護二極管的上的電流。在極端的條件下，如果Dc被大電流沖擊損壞，造成充電電源短路，Rcp1和Rcn1將限制短路電流的大小，防止短路電流對充電電源造成沖擊。

如果在充電過程中放電電路的接地電位發(fā)生浮動，導致電容器組兩端的正負電壓不均衡，使得電容器兩端的電壓高于充電電源電壓時，高壓硅堆Dcp和Dcn將反向截止，防止充電電源產(chǎn)生損傷。此外，如果充電電源的輸出端接反，高壓硅堆Dcp和Dcn也將反向截止，從而保護放電單元，使其不被充電。泄放電路由泄放開關Sd、泄放電阻Rd、泄漏電阻Rb和接地開關Sg組成。當電容器C的電壓為20 kV，常閉泄放開關Sd無動作時，電容器C的電壓可在30 s 內(nèi)通過14.4 kΩ的泄放電阻Rd泄放至安全電壓，電容器的兩端和地之間分別串聯(lián)泄露電阻Rb（5 MΩ），電容器C的電壓可在12 小時內(nèi)通過Rb泄放至安全電壓。電容器陽極側的Rb上串聯(lián)了1個電流表，通過測量Rb上的漏電流可實現(xiàn)對電容器電壓的測量，當電容器電壓為20 kV時，陽極側的對地電壓為10 kV，流過電流表的電流為2 mA。接地開關Sg使用常閉觸點，在電容器電壓低于36 V后吸合，確保在電源不工作時電容器上沒有殘留電荷。此外，需要注意的是所有帶常閉觸點的開關在電源模塊充、放電之前需要打開，待電源模塊放電完成后閉合。放電電路由電容C 儲能，在其上串聯(lián)熔斷器F，當電源發(fā)生負載短路故障時，電容器的輸出電流非常大，熔斷器熔斷動作，以防止大電流對脈沖電源造成損傷。放電開關T 使用晶閘管組件，續(xù)流電阻Rc采用S 型對折鎳鉻合金電阻，續(xù)流支路的續(xù)流二極管Dc使用二極管組件，由5 只二極管串聯(lián)組成并配有二極管組件保護電路和故障檢測電路。

2 放電開關

物理實驗對脈沖電流源放電開關的可靠性和使用壽命提出了較高要求，所以本方案的放電開關采用可靠性高的固態(tài)開關——高功率大電流晶閘管，由于單只晶閘管（MKP120-065）的斷態(tài)和反向不重復峰值電壓為6.5 kV、最大脈沖電流為120 kA（脈寬3 ms），不能承受本電源要求的20 kV的耐壓，故放電開關由5 只晶閘管串聯(lián)組成，并且為它們設計了觸發(fā)電路、保護電路和檢測電路，檢測電路包括驅(qū)動狀態(tài)檢測電路和短路故障檢測電路，從而進一步提高放電開關的可靠性。

2.1 晶閘管組件設計

晶閘管組件的基本原理如圖8 所示，觸發(fā)電路的供電方案如下：全橋逆變電路將24 V 直流電壓變換為45 kHz的交流電壓，輸出端接高壓導線作為原邊，依次穿過5 個磁環(huán)構成磁環(huán)變壓器，磁環(huán)變壓器的變比為1∶5，因此，在負載等值的情況下，每個原邊分得的電壓為4.8 V，每個副邊電壓為24 V，通過整流及電源變換將該電壓轉換為標準的15 V，為每個電位隔離的觸發(fā)電路供電。觸發(fā)電路的主要部件為光電轉換器，控制信號由放電模塊上的控制板經(jīng)光纖下發(fā)到觸發(fā)電路上，由光電轉換器轉換為電信號來觸發(fā)晶閘管，通過調(diào)整觸發(fā)信號的時序可以確保各串聯(lián)晶閘管觸發(fā)的一致性。

圖8 晶閘管組件基本原理Fig.8 Basic schematic of thyristor stack assembly

由于對串聯(lián)的各晶閘管的開關同步性有較高要求，在裝配組件前需要對所有晶閘管進行導通性能測試，選擇開通特性一致的晶閘管串聯(lián)組成一個晶閘管組件。為了防止觸發(fā)電路不同步導致某個晶閘管瞬間過高壓，同時抑制由于在關斷狀態(tài)時斷態(tài)阻值不同引起的晶閘管分壓不均，為晶閘管設計了并聯(lián)保護電路[27-28]，其包括由Rdi、Cdi組成的動態(tài)均壓電路和由Rsi、Rpi、Dpi以及光耦Ui（i=1，2，…，5）組成的靜態(tài)均壓電路，Rpi的電阻值遠小于Rsi，且光耦Ui工作時Rpi被箝位至2 V 左右，所以靜態(tài)分壓電阻以Rsi為主。

晶閘管組件的驅(qū)動狀態(tài)檢測電路用來檢測各開關驅(qū)動脈沖輸出是否正常，檢測原理如下：將觸發(fā)各路晶閘管的電脈沖轉換為光信號傳送到低壓側，再轉換為電信號對它們進行邏輯與，當5 路驅(qū)動脈沖均正常時，則向放電模塊控制器發(fā)送光信號，表示驅(qū)動狀態(tài)正常。為防止由于5 只晶閘管導通延時略有差別使參與邏輯與的信號時間不一致而導致驅(qū)動狀態(tài)判斷錯誤的情況，邏輯與延遲2 μs接收轉換的觸發(fā)信號且接收信號脈寬為20 μs，在實際導通測試中，2 個晶閘管導通延遲之間的差異最大為150 ns 左右，邏輯與采用這種接收方式可以避免驅(qū)動狀態(tài)由于導通延遲不一致而產(chǎn)生誤判。晶閘管組件的損壞一般為過壓擊穿，擊穿的晶閘管呈現(xiàn)短路狀態(tài)，而故障檢測電路主要用來檢測晶閘管組件中的晶閘管兩端是否有短路現(xiàn)象從而判斷晶閘管是否有擊穿損壞。當組件兩端存在一定電壓，且Rpi上的分壓達到發(fā)光二極管光耦輸入側的導通電壓（約2 V 左右）時，光耦動作將Rpi旁路，該電路中光耦的最小工作電流為40 μA，而每個晶閘管的靜態(tài)均壓電阻為2 MΩ，則光耦工作時每個晶閘管兩端的電壓為80 V，整個組件兩端的電壓達到400 V 即可判斷是否有擊穿呈短路狀態(tài)的晶閘管，隨后將光耦輸出端通過電/光轉換電路由光纖送至低壓側電路進行邏輯與，再通過光纖送給控制器，由于需要達到400 V 時才能檢測組件狀態(tài)，為了防止組件中全部晶閘管擊穿而導致組件兩端無電壓的情況，控制器中設置10 s 時間作為檢測的最長時間范圍，根據(jù)實際測量的充電速度，10 s 時間充電電壓遠遠大于400 V，如果10 s 后仍檢測不到信號則判斷晶閘管組件故障。

2.2 晶閘管組件同步導通測試

串聯(lián)晶閘管各陽極的電位不同，依次相差4 kV左右，在晶閘管動態(tài)導通過程中，如果串聯(lián)工作的各晶閘管導通時間不一致，就會出現(xiàn)動態(tài)分壓不均的現(xiàn)象。由于晶閘管導通狀態(tài)和阻斷狀態(tài)的電阻相差非常巨大，如果出現(xiàn)導通不一致的現(xiàn)象，先導通的晶閘管兩端的電壓降是其通態(tài)壓降，而沒有導通的晶閘管會承受較高的過電壓，甚至可能過壓擊穿導致?lián)p壞，所以在晶閘管組件保護電路的基礎上，需要對晶閘管組件進行同步導通測試，以驗證其是否滿足作為放電開關的使用需求[29-30]。

晶閘管組件的實物、同步導通測試電路及現(xiàn)場測試見圖9。由于受到所使用示波器通道數(shù)量的限制，無法滿足同時測量5 只晶閘管的電壓降，所以采用逐級測試的方法測試晶閘管組件的同步導通性。5 只晶閘管由近地端開始編號，分別為1、2、3、4、5，首先將示波器兩個通道的高壓探頭分別接到1 號和2 號的陽極，然后電容器在20 kV 下進行充電，待充電完成后控制晶閘管組件開關對負載進行放電，記錄兩個晶閘管的壓降曲線。按照如上方法繼續(xù)對2 號和3 號、3 號和4 號、4 號和5 號進行測試，使用這種兩兩測試的方法可以逐個對比5 只晶閘管的壓降趨勢，確定它們的導通一致性。

圖9 晶閘管組件實物、測試電路及現(xiàn)場測試Fig.9 Photo of thyristor stack assembly,diagram of test circuit,and photo of field test

經(jīng)過多次測試后，測試結果如圖10 所示，每條曲線分別代表各自編號的晶閘管在接收到觸發(fā)信號后陽極相對接地端的壓降。

圖10 逐級測試壓降曲線Fig.10 Curves of step-by-step test for voltage drop

由圖10 可知，在20 kV的條件下，5 只晶閘管的同步導通延時與單只晶閘管的導通延時幾乎相同，從收到觸發(fā)信號到導通的時間在1 000 ns 以內(nèi)，并且各晶閘管的開通時間基本一致，成功實現(xiàn)了5 只晶閘管的同步導通，這說明晶閘管組件滿足作為放電開關的使用需求。

3 脈沖電流源測試

組裝完成的脈沖電流源模塊需要通過逐步增加充電電壓的方式來觀察模塊是否會出現(xiàn)短路、斷路、打火等現(xiàn)象，以此來驗證裝配工藝的正確性，待所有模塊一切正常后，需要并聯(lián)所有模塊進行放電測試。本文采用單套脈沖電流源對模擬負載放電的方式對其進行放電測試，以檢驗脈沖電流源在TF 線圈典型工作模式下（每個TF 線圈的4 個子線圈并聯(lián)）的輸出電流是否滿足引言中所提出的設計需求。

放電模塊、模擬負載及現(xiàn)場測試如圖11 所示。脈沖電流源4 個放電模塊的輸出電纜經(jīng)過電纜接線盤匯流，再通過過渡電纜與引線接線盤連接，并最終與4 個并聯(lián)的模擬負載連接，4 個模擬負載與TF 線圈的4 個子線圈具有相同的電參數(shù)。示波器電流探頭的磁環(huán)分別夾在模塊輸出電纜和引線接線盤輸出端，用來測量單個模塊的輸出電流和模擬負載的輸入電流。示波器及控制裝置距離電流源10 m 以上保證操作安全，啟動充電機對電容器充電到20 kV，充電開關自動斷開，即可進行放電測試。

圖11 放電模塊，模擬負載和脈沖電流源測試現(xiàn)場Fig.11 Discharge module,simulated load and test field of PCS

在電容器額定電壓為20 kV的條件下，單套脈沖電流源及每個模塊的輸出電流波形如圖12 所示，多次測試的輸出電流波形結果基本一致。由圖可知，單個電源模塊的輸出電流在0.143 ms 時達到峰值66.3 kA，電流從峰值Imax降低到峰值的10%所需的時間為0.474 ms，TF 線圈脈沖電流源在典型時刻Ttp=0.08 ms 處產(chǎn)生的電流為Itp=203.24 kA，電流從峰值Imax降低到峰值的10%所需時間TD=0.474 ms，脈沖電流源的輸出電流滿足設計要求。

4 結語

本文研究了TF 線圈脈沖電流源的設計和關鍵技術。為提高電源的運行效率和可靠性，電源采用模塊化設計，闡明了充電保護電路、泄放電路和主放電電路的功能。為提高放電開關的可靠性和使用壽命，研發(fā)了晶閘管組件，它由5 只串聯(lián)晶閘管、觸發(fā)電路、保護電路、驅(qū)動狀態(tài)檢測電路和短路故障檢測電路等組成，并測試了晶閘管組件的同步導通特性，測試結果表明各晶閘管的開通時間基本一致。脈沖電源的放電測試采用對模擬負載放電的方法，結果表明脈沖電流源在典型時刻Ttp=80 μs 處產(chǎn)生的電流為Itp=203.24 kA，電流從峰值Imax降低到峰值的10%所需時間為473.6 μs，滿足TF 線圈脈沖電流源的使用需求。未來，本文研制的TF 線圈電流源將與其他線圈的脈沖電流源一起組成SPERF 裝置的磁體電源系統(tǒng)，在相關物理實驗中承擔重要角色。