SiC MOSFET及Si IGBT串聯(lián)短路動態(tài)特性研究

張?zhí)?，宋明軒，馮源，何鳳有

（中國礦業(yè)大學(xué)電氣與動力工程學(xué)院，江蘇 徐州 221000）

近年來SiC MOSFET和Si IGBT不斷向高功率密度和高可靠性方向發(fā)展，以其優(yōu)異的性能在以電力電子變換器為代表的高壓大功率場合得到了廣泛的應(yīng)用。然而短路仍然是威脅系統(tǒng)安全不可忽視的問題，學(xué)者們主要從內(nèi)部失效機理[1-2]、熱特性[3]、短路特性[4]、保護電路[5-7]等多個維度出發(fā)，在短路方面做了很多研究，在通過實驗了解其短路特性的同時分析內(nèi)部熱和載流子的變化，從而改進保護電路。目前在多電平系統(tǒng)運行過程中因硬件電路缺陷、控制失誤等問題使某一器件誤導(dǎo)通時，存在多個器件處在電流回路中的復(fù)雜串聯(lián)短路現(xiàn)象，因此分析單個器件短路特性得到的結(jié)論不足以支撐復(fù)雜電力電子裝置的保護策略。文獻[8]分析了SiC MOSFET串聯(lián)短路動態(tài)特性，在此基礎(chǔ)上本文基于半橋結(jié)構(gòu)詳細分析SiC MOSFET和Si IGBT的串聯(lián)短路動態(tài)特性，并對兩種器件在短路分壓過程中表現(xiàn)出的不同現(xiàn)象進行討論，在負載電流為0 A時，SiC MOSFET出現(xiàn)均壓現(xiàn)象，而Si IGBT有一個器件承受較大電壓。

1 器件特性分析

圖1為SiC MOSFET和Si IGBT輸出特性曲線。SiC MOSFET柵極達到閾值電壓后導(dǎo)通，溝道電流隨著漏源電壓的增加線性增大，此時SiC MOSFET呈電阻性，隨著漏源電壓VDS增大，器件逐漸進入飽和區(qū)。Si IGBT集射極電壓增大，器件從截止區(qū)進入飽和區(qū)。查閱器件手冊Si IGBT驅(qū)動電壓為15 V，SiC MOSFET柵極驅(qū)動電壓為18～22 V，根據(jù)圖1所示，柵極電壓增加，器件的飽和電流增大。發(fā)生短路時流過器件的短路電流是額定電流的數(shù)倍，產(chǎn)生的熱量在較短時間內(nèi)無法通過封裝消散，加劇了器件的老化和損壞。在工業(yè)上對SiC MOSFET和Si IGBT保護時間的要求不同，Si IGBT為8 μs，SiC MOSFET的要求較高，為3 μs，重復(fù)短路試驗后特性退化等不穩(wěn)定性因素成為SiC MOSFET不能在相關(guān)領(lǐng)域應(yīng)用的重要原因。因此，SiC MOSFET面臨的短路問題更加嚴峻。

圖1 輸出特性曲線圖Fig.1 Output characteristic curves

2 串聯(lián)短路原理和分析

2.1 串聯(lián)短路動態(tài)分壓原理

單個器件短路時幾乎承受全母線電壓，而兩個器件發(fā)生串聯(lián)短路時存在分壓現(xiàn)象。圖2為SiC MOSFET及Si IGBT半橋結(jié)構(gòu)串聯(lián)短路原理圖，其中T1，T2為待測器件SiC MOSFET或Si IGBT；VDC為母線直流電壓；Ls為雜散電感；Lload為感性負載；IL為流過負載 Lload的正向電流；T1，T2由MOSFET器件MP.x，MN.x組成的推挽電路驅(qū)動，驅(qū)動信號為VG.x，x取1和2分別為T1，T2的驅(qū)動參數(shù)；Vx為推挽電路提供電壓；Ron.x，Roff.x分別為開通電阻和關(guān)斷電阻；Rgin.x為柵極電阻。

圖2 SiC MOSFET及Si IGBT串聯(lián)短路原理圖Fig.2 Principle of SiC MOSFET and Si IGBT on series short-circuit

圖3為SiC MOSFET和Si IGBT在負載電流為0 A時的串聯(lián)短路波形示意圖。當(dāng)T1處于正常導(dǎo)通狀態(tài)時，T2因某種原因誤導(dǎo)通，形成串聯(lián)短路，短路電流Ish快速增大，在此過程中T1，T2上的電壓發(fā)生變化，經(jīng)過一段時間后T1，T2同時關(guān)斷。

圖3 SiC MOSFET及Si IGBT串聯(lián)短路波形示意圖Fig.3 Waveforms diagram of SiC MOSFET and Si IGBT on series short-circuit

2.2 動態(tài)分壓過程分析

T1，T2串聯(lián)短路共分為四個階段：T1正常工作階段[t0—t1]、短路電流上升階段[t1—t2]、短路分壓階段[t2—t3]、關(guān)斷階段[t3—t4]。在忽略溫度的影響、負載電流為0 A且T1，T2驅(qū)動參數(shù)相同的理想條件下對串聯(lián)短路原理進行分析。

2.2.1 T1正常工作階段[t0—t1]

在T2未導(dǎo)通之前，T1處在正常工作狀態(tài)，通態(tài)壓降很小，T2幾乎承受全母線電壓。

2.2.2 電流上升階段[t1—t2]

T1，T2形成串聯(lián)短路后，短路電流迅速上升。在雜散電感Ls上產(chǎn)生壓降，T2的電壓缺口ΔVT2為

短路時，流過SiC MOSFET的電流和T2柵極電壓為

短路時，流過Si IGBT的電流和T2門極電壓為

式中：Lch為溝道長度；μni為溝道載流子遷移速率；Wch為溝道寬度；Cox為柵氧化層等效電容；λ為SiC MOSFET溝道夾斷系數(shù)；αPNP為Si IGBT的PNP晶體管共基極放大系數(shù)；τ1，τ2分別為 SiC MOSFET和Si IGBT柵極時間常數(shù)。

Lch，Cox為器件參數(shù)，μni，αPNP和Vth.x與溫度相關(guān)。

2.2.3 短路分壓階段[t2—t3]

按照短路類型分類，發(fā)生串聯(lián)短路時T1屬于二類短路，T2屬于一類短路[4]。t2時刻短路電流達到峰值，受結(jié)溫影響短路電流達到飽和后呈下降趨勢。此時T1和T2都處在導(dǎo)通狀態(tài)，母線電壓由T1和T2共同承擔(dān)。發(fā)生串聯(lián)短路后，SiC MOSFET和Si IGBT出現(xiàn)動態(tài)分壓現(xiàn)象，T1，T2在輸出特性曲線上的路徑變化如圖4所示，t，t′分別代表待測器件T1和T2的時間。

圖4 T1，T2串聯(lián)短路分壓路徑Fig.4 The voltage sharing path of T1and T2

SiC MOSFET的電壓可表示為

驅(qū)動電壓不變時，式（6）可簡化為

因此當(dāng)負載電流為0 A時，SiC MOSFET串聯(lián)短路具有均壓現(xiàn)象，從圖1可以看出，SiC MOSFET的飽和電流隨VDS的增加而增大，所以SiC MOSFET具有分壓特性。Si IGBT輸出特性曲線低電壓側(cè)有明顯的飽和區(qū)和線性區(qū)，受MOSFET溝道效應(yīng)以及PNP晶體管調(diào)制效應(yīng)的影響，在高壓側(cè)飽和電流有所抬升，但變化遠不如SiC MOSFET明顯，可以忽略不計。在分壓階段，Si IGBT其中一個器件承受了大部分母線電壓，需要經(jīng)過遠長于短路保護的時間才會達到均分電壓的效果，因而可以認為Si IGBT不具有均壓特性，且電壓保持在較小的變化范圍內(nèi)。隨著短路電流的增大，T1漏源極電壓大幅下降，T2漏源極電壓大幅上升，最終在VDC/2附近保持穩(wěn)定。Si IGBT的T1集射極承受較小的電壓VL，T2集射極承受較高的電壓VH，分壓結(jié)束后 T1，T2分別在VL，VH處趨于穩(wěn)定。

2.2.4 關(guān)斷階段[t3—t4]

短路電流的急劇下降使雜散電感Ls產(chǎn)生感應(yīng)電勢，T1和T2形成過壓尖峰ΔVpk：

3 實驗分析

在實際運行過程中，T1和T2負載電流、母線電壓、驅(qū)動電壓改變時形成了不同的串聯(lián)短路分壓特性。本文采用ROHM公司的SiC MOSFET SCT3105KLHR（1 200 V，24 A）和 Si IGBT RGS50TSX2DHR（1 200 V，25 A）進行實驗。依據(jù)器件特性和短路保護選擇的短路時間應(yīng)滿足串聯(lián)短路特性明顯而穩(wěn)定、可重復(fù)實驗兩個要求。因此設(shè)定SiC MOSFET短路時間為3 μs，Si IGBT短路時間為7 μs。

3.1 負載電流對分壓特性的影響

由電感的特性知，負載Lload越大，負載電流受母線電壓、驅(qū)動電壓等外部電路參數(shù)的影響越小。流經(jīng)T1，T2的短路電流關(guān)系為

電流流過負載的方向不同時，T1和T2串聯(lián)短路分壓特性發(fā)生變化。圖5為正向負載電流分別為10 A和20 A的串聯(lián)短路分壓波形，SiC MOSFET和Si IGBT在分壓過程中T1承受更多的母線電壓，T1電壓從0 V上升至超過50%母線電壓，T2電壓從VDC降至50%母線電壓以下，二者電壓出現(xiàn)交叉，且交叉點在50%母線電壓附近。當(dāng)流過T1的短路電流不變，負載電流增大時，由式（9）可知流過T2的短路電流減小。由圖1可知，在同一驅(qū)動電壓下，器件承受的電壓隨著電流的增加而上升，因此T1承受的短路穩(wěn)態(tài)電壓上升，T2對應(yīng)的短路穩(wěn)態(tài)電壓下降，二者的短路分壓完成時間t2提前。

圖5 不同正向負載電流下的短路波形Fig.5 Waveforms of different positive load currents on series short-circuit

圖6為反向負載電流-10 A和-20 A的串聯(lián)短路分壓波形，當(dāng)負載電流反向增大時，由式（7）、式（9）可知流過SiC MOSFET T2的短路電流增大，T2承擔(dān)較大的電壓，T1和T2上的電壓無交叉。根據(jù)Si IGBT的輸出特性分析，其電壓保持在較小的變化范圍內(nèi)，因此相比SiC MOSFET，Si IGBT器件T2分擔(dān)更大的電壓。

圖6 不同反向負載電流下的短路波形Fig.6 Waveforms of different negative load currents on series short-circuit

3.2 母線電壓對分壓特性的影響

母線電壓400 V和600 V的串聯(lián)短路波形如圖7所示。SiC MOSFET在50%母線電壓附近均壓，Si IGBT的T2始終承受較大電壓。對于SiC MOSFET，母線電壓的增大使分壓的過程變長，即分壓完成時刻t2延后。當(dāng)母線電壓過小時，T1，T2漏源極電壓在短路電流上升過程中已經(jīng)達到50%母線電壓，分壓提前結(jié)束。對于Si IGBT，隨著母線電壓的增大，T1分擔(dān)電壓增大。

圖7 不同母線電壓下的串聯(lián)短路波形Fig.7 Series short-circuit waveforms under different bus voltages

3.3 驅(qū)動電壓對分壓特性的影響

圖8為不同驅(qū)動電壓下的串聯(lián)短路分壓波形。驅(qū)動電壓增大加快了電流上升速率，增大了短路電流峰值。SiC MOSFET驅(qū)動電壓從18 V上升至20 V時，短路電流增加，因為驅(qū)動電阻和電容參數(shù)不變，短路電流達到峰值的時間不變。電流上升速率加快使T1，T2漏源極電壓下降加快，分壓完成時刻t2提前。Si IGBT驅(qū)動電壓從14 V上升至15 V時，短路電流增大，T2始終分擔(dān)更大的電壓，且隨著門極電壓的增大，T1分擔(dān)電壓減小。

圖8 不同驅(qū)動電壓下的串聯(lián)短路波形Fig.8 Series short-circuit waveforms under different driving voltages

3.4 串聯(lián)短路損耗分析

隨著短路時間的增加，損耗增加，結(jié)溫上升，負溫度相關(guān)的聲子散射機制影響比重增加，進而使短路電流下降。Si IGBT為雙極性器件，在電流增加時，電導(dǎo)調(diào)制效應(yīng)中和一部分電流。因此與Si IGBT相比，SiC MOSFET短路電流下降趨勢更為明顯。SiC MOSFET和Si IGBT短路損耗如表1和表2所示，SiC MOSFET均壓較為明顯，T1，T2的短路損耗相差較小。Si IGBT始終由T2承擔(dān)較大電壓，損耗較大。短路損耗隨著短路電流的下降而降低，與Si IGBT相比SiC MOSFET每個器件的損耗較小，每個器件承受的短路沖擊較低。隨著負載電流正向增大，T1損耗增大，負載電流反向增大，T1損耗減小。

表1 SiC MOSFET不同參數(shù)下的短路損耗Tab.1 Short-circuit loss of SiC MOSFET under different parameters

表2 Si IGBT不同參數(shù)下的短路損耗Tab.2 Short-circuit loss of Si IGBT under different parameters

4 結(jié)論

本文基于SiC MOSFET和Si IGBT半橋結(jié)構(gòu)，結(jié)合理論和實驗詳細分析了串聯(lián)短路動態(tài)分壓特性。在發(fā)生串聯(lián)短路時，上下橋臂分壓的大小、分壓完成時間隨電路參數(shù)的改變而變化。承擔(dān)較高電壓的器件損耗較大，關(guān)斷時有過壓擊穿的風(fēng)險。然而結(jié)溫是SiC MOSFET和Si IGBT在短路時不可忽略的影響因素，短路電流受結(jié)溫影響呈下降趨勢，短路電流的變化對器件分壓影響較為明顯，應(yīng)進一步研究溫度對串聯(lián)短路的影響。